GHz基站前端射频LNA仿真与实现研究

1、1.9GHz基站前端射频LNA仿真与实现研究 2006年6月19日10:28  成都理工大学信息工程学院(610059) 王国峰 王绪本很多情况下，因为基站与移动设备不平衡连接的缘故，从基站到移动设备的信号强度和传输距离都要超过移动设备向基站的反向传输，并且由干天线与基站间的反馈损耗，使得这种不平衡性变得更大。为了改善这种不平衡性，扩大基站接收的覆盖面，最直接的解决方案是加装塔装放大器TMA或Masthead放大器。而TMA中最重要的模块LNA(如图1所示)对接收的信号具有选频功能，并把选频后的信号进行低噪声放大，使系统灵敏度增强，覆盖半径增大。1 LNA的设计11 LNA结构选择通

2、常，在LNA的设计中主要考虑低噪声系数(NF)、足够的增益(G)和绝对的稳定性。对于本文TMA放大器中LNA设计的实际技术规范要求如表1所示。同时要求所使用的LNA结构满足良好的输入输出匹配，保证LNA的稳定性，兼顾到功分合路网络的低损耗、几何尺寸小，工作带宽内良好的相位和幅度匹配，足够的工作带宽(涵盖在195GHz左右)，符合CDMA标准上行频率。据此选择了以平衡结构为特征的LNA结构(如图2)。这种平衡结构的重要特性是：它较单阶放大器的截点高出一倍，并以标准50实现输入输出匹配，在某一路硬件失效时电路的冗余设计可保证系统的正常运行。但通常增益减少6dB。为使图2中的LNA模块噪声系数、截点

3、和增益达到表1中的各项指标，设计漏极电流Id=60mA。同时，要求单个放大元件在此偏置点的工作性能达到优于表1的规范值。由于E-pHEMT元件ATF-54143在电流Id=60mA下，具有最佳的截点(IP3)和最小噪声系数Fmin漏源极电压Vds为3V时，具有稍高的增益；偏置是+5V稳定电压，所需单极性+3V电压更具有优势，因此选择其作为放大元件。12偏置及匹配网络的设计和源端接地电感处理121 偏置及匹配网络的设计ATF-54143的偏置网络是根据元件的静态工作点和输入输出匹配网络设计得出。输入匹配网络则由元件的最佳噪声反射系数Topt为主来决定，以求得噪声系数NF降到最小；输出匹配则要求共

4、轭匹配，以求得最大功率输出，保证有足够的增益，两者都在Smith图上实现输入输出至50的匹配。首先，元件的偏置以电阻R1和R2(见图3)组成的分压器实现，分压器的电压取自漏极电压，并为电路提供电压负反馈，以维持漏极电流的恒定，R3为漏栅极的限压电阻。R1，R2，R3的计算值见式(1)。式(1)中，Ids是所需漏极电流，IBB是流经R1和R2所组成的电压分配网络的电流，当IBB至少10倍于最大栅极漏电流时，其值可达到2mA,同时由VDD=5V，Vds=3V，Id=60mA，Vgs=056V，得至R1=270D，R2=1150，R3=308。电阻R4为低频阻性终端，使得电路工作在低频时能够提高其稳

5、定性。电容C3则为R4提供了一个低频旁路通路，另外加入R5主要是给栅极加上一个限流功能(R5大约为10k左右)，当元件工作在P1dB或Psat点附近时，这种限流作用就尤为重要。因规范要求NF最大值只有1dB，为实现放大器的最佳噪声匹配，网络采用高通阻抗匹配。放大电路原理图如图3所示，它的输入匹配网络由一个串联的电容C1和两个并联的电感L1和L2组成。因电路损耗将直接与噪声系数相关，这样L1和L2的高Q值则变得非常重要。短路电感L1能够在低频端提供增益衰减，同时又与C1一起作为输入匹配阻抗的一部分，C1同时要作为直流隔断电容。L2还要为pHEMT做偏置电感，在栅极加入电压偏置，它要求有一个好的旁

6、路电容C2。这个网络是对于低噪声系数、输入回波损耗和增益都加以兼顾考虑的方案，电容C2、C4保证带内的稳定性，低频端电阻R3、R4作为阻性终端以保证低频时系统的稳定性。输出高通匹配网络由C4和L3组成，分路电感L3的作用与L2相同，作为pHEMT管偏置载入电感，在漏极偏置。122源端接地电感处理提高LNA的性能常通过控制源端电感L L1和L L2的大小实现，其量值一般只有十分之几纳亨。L L1和L L2实际上只是非常短的传输线，它们位于每个源端与地之间，作为电路的串联负反馈，其反馈量对于带内带外的电路增益、平稳性和输入输出回波损耗有着巨大的作用，在实际电路源端电感要做适量的调节。放大器PCB板

7、的设计考虑到源端的电感量是变化的。当每个源端与微带相连时，沿着微带线的任何一点都可以连接到地端，要得到最低的电感值，只需在距元件源端最近的点上将源端焊盘与地端相连，并只有非常短的一段蚀刻。放大器的每一段源端蚀刻与相应的地端相连的长度大约有005英寸(是从源端边缘与其最近的第一个地过孔边缘间测得)，剩余并末使用的源端蚀刻可切断除去。通常，过大的源极电感量值所带来的边缘效应表现为超高频端的增益值出现峰化及整体的合成振荡。为避免这种情况，在初始LNA的设计原型阶段，尽量准确地确定源端电感的量值，并且仿真中也要调节源端电感量的大小，找出最优值优化LNA性能。13线性和非线性仿真分析放大电路原理图如图3

8、所示。模拟分析要以每个元件的模型来载人仿真软件ads。ATF-54143的模块化文件是一个双端口s参数且为Touchstone格式的文件，ads模拟软件中sparams_wNoise模板可以实现模拟控制。在系统稳定性前提下，当电路元件载入到模拟电路中时，电路越详尽则模拟结果就越精确，越精确的模拟结果为实际的放大器电路的布局提供更为精确的数据。传输线模型的实现可以用元件库中得到的各种微带线实现，并且片电容和片电阻的关联电感也都载人到模拟电路中，这时全部微带部分都可设置为厚度为0.31英寸、型号为FR-4的材料板上。混合耦合器2A1306-3的模型是基于四端口的Touchstone线性s参数文件。

9、它与微带线部分、电路平衡放大器的输入输出部分及负载阻抗构建起放大器的完整模块结构。运行模拟软件，就要给出系统的仿真结果宜，以表明所需结构的性能。模拟得到的NF、增益(G)、输入输出回波损耗结果如图4、图5、图6所示。这些图表示了LNA在工作频率范围的性能。对于非线性模拟，常以谐波平衡模拟(HB)来实现。非线性模拟方法HB计算速度快，能够处理分布元件和分立元件的电路，并很容易与更高阶谐波及互调元件相容。ATF-54143管的PldB和OIP3模拟非线性模型是基于WRCurtice模型，这个模型可以非常近似地模拟直流和小信号工作状态(包括噪声)，对于截点的模拟则做出模拟预测结果比实际值要偏低。P1

10、dB和OIP3的值如麦2所示：当平衡LINA放大器的OIP3模拟结果为321dBm时，P1dB则为208dBm，P1dB的模拟结果与实乐的测量结果很接近，而OIP3的模拟结果则偏低，实际均测量结果达到37dBm。14LNA的稳定性分析 除了能够得出增益、NF、P1dB和输入输出回波等重要参数外，软件模拟还能够得出关于电路设计稳定性的信息。它是电路能否正常工作的重要前提。模拟软件计算Rollet稳定性因子K和作稳定性圆是两种很容易做到的方法，它们可以明确地表示出稳定性的数据。图7示出的Rollett稳定因子K的模拟值(K>1)表明：在192；0GHz工作带宽范围，电路能够实现无条件稳定。1

11、5实际设计的PCB电路根据上述的设计及仿真结果，依照图3所示的放大电路原理图，可以进行最后的实际布局。要使电路工作在192GHz198GHz频率范围内满足规范值，PCB板的布局设计应可以变化调节，即可加入或减掉某些元件，使输入输出阻抗匹配网络可以调节匹配达到最佳，优化电路性能。考虑到实际应用的广泛性(同时也考虑设计中的其他因素的影响)，PCB板的蚀刻选择在0031英寸厚的FR-4材料上(正常条件下其Er值是56)，LNA的射频布局主要准则是电路必须保证平衡的结构，且放大器的每条支路的路径长度必须相等。如果长度不相同，结果则会影响信号的相位求和，并且输出功率和IP3都要比预期值要低。为做到这点，

12、下路的ATF-54143逆时针旋转了90°，这样很容易把上下RF微带通路复制出来，从而做到两路完全相同、实现平衡。2实际测量结果 得到了完整的电路PCB板后，就要实际测量电路的各个参数，验证设计的仿真结果是否与之相符，是否最终符合表1的设计技术规范。本文所采用的测试仪器是HP8753ES网络分析仪和HP8970B噪声仪。图8、图9表达出放大器实测的NF和增益曲线，在带宽为01GHz的频率范围内NF的值在08dB和10dB之间，增益在197CHz达到最大值155dB，在199GHz达到了153dB。由于NF是在实际PCB板外腔体内测得的，包含了同轴连接器的损牦和二级噪声损耗，其测量指标表明实际的电路NF特性要稍差于模拟特性。图10是输入、输出的回波曲线。当频点在196GHz时，输入回波为18dB，输出回波达到225dB，放大器的OIP3在直流偏置Vds=3V,Id=60mA时测得值为37dBm，P1dB为214dBm。电路在较低的偏置状态下Vds=3V，Id=40mA放大器的NF和增益都没有降低，只有OIP3测出下降为365dBm。从以上结果可以看出，LNA放大器在工作频带具有优异的性能，完全满足技术规