多电平逆变器及其原理概论

1、多电平逆变器及其原理概论 姓名：张庆杰 班级：13级应电3班摘要:对多电平逆变器的基本原理和多电平逆变器的各种拓扑进行了分析， 同时指出了各类拓扑的优缺 点。 分析了已有多电平逆变器不同的载波 PWM 控制方法，重点研究了多载波 PWM 控制方法，并以二极管钳位式五电平逆变器为例进行了仿真研究。 同时采用了三次谐波注入法，对输出波形的谐波进行改善。关键词：三次谐波;二极管钳位；多电平逆变器 ；调制技术引言20 世纪 50 年代电力电子技术诞生以来 ， 经过几 十年的飞速发展，至今已被广泛应用于电力系统、电机调速等需要电能变换的领域。日本学者南波江章（A.Naba）于1980 年提出三电平中点钳

2、位逆变器以来，引起人们的 普遍关注。由于在节能、可靠性和性能指标等方面的巨大 优势 ,使得它越来越多地被人们所采用。经过近 30 年的 研发，很多学者相继提出了具有实际意义的多电平逆变 器电路及多种多电平逆变器的调制控制方法。当前的多电平逆变器的主要结构有： H 桥级联式 （Cascaded H-bridge）、电容箝位式 （Capacitor-Clamped）、二极管箝位式（Diode-Clamped）、 飞跨电容嵌位式 （Flying -Capacitors）。为了更好地利用这项技术，许多研究人员提出了一些改进：在拓扑的研究方面，改进的主要方向是减少器件使用 数量，并解决电容电压的不平衡等

3、问题 ;在控制方面，改进的主要方向是优化输出波形和算法等。1 多电平逆变器种类及优缺点分析1.1 二极管箝位式多电平逆变器及其优缺点二极管钳位式多电平逆变器是研究最早和应用最多的一种多电平逆变器。二极管钳位式多电平逆变器是通 过串连的一系列电容将较高电压分成一系列较低的电 压。 一个 M 电平的二极管钳位多电平逆变器在直流侧需 要 M-1 个电容。例如一个三相五电平二极管钳位式逆变 器的一相，在其直流侧含有 4 个大小相同的电容 C1,C2，C3 和 C4。 若直流侧的总电压为 1V，那么每个电容上分得的 电压为 V/4，并且通过钳位二极管的作用，每个开关器件 上的电压应就限制在一个电容的电压

4、 V/4 上， 这样逆变器合成的输出电压就可以相对地提高了。 二极管钳位多电平逆变器只需要一个公共的直流电源， 这使它的整流 侧设计比较简单。虽然开关器件被钳位在 V/4 电压上， 但是钳位二极 管却要承受不同倍数的 V/4 反向电压。 如果使二极管的 反向电压与开关器件相同， 则每相需要的钳位二极管的 个数为 (M-1)(M-2)。 这个数字随电平数的增加而快速增 加，尤其是当器件是工作在高频状态，钳位二极管由于开 关速度的限制，只能用 IGBT 或其它开关频率高的器件代 替，这将增加成本，同时系统的可靠性也被削弱。 因此，这种电路的实际应用中输出电平数不可能很高， 一般被限制在五电平。比较

5、分析， 我们可以得到二极管钳位型多电平逆变 器优缺点如下。优点：(1)电平数越多，输出电压谐波含量 越少，从而避免了滤波器的使用；(2)调制时，器件在基频 下工作，开关损耗较小，效率高；(3)back-to-back 连接系 统控制比较简单。缺点：(1)需要大量的钳位二极管；(2)每个桥臂主开关器件的开关损耗都不同， 需要的电流容量 也不相等；(3)直流分压电容的电压不平衡。1.2 电容箝位式多电平逆变器及其优缺点电容钳位式多电平逆变器也叫做飞跨电容钳位式多 电平逆变器，它是由法国学者 T·A·Maynard 和 H·Foch 在 1992 年提出。飞跨电容代替二

6、极管对功率开关进行钳位 ， 因此就不存在二极管钳位型多电平逆变器中的主、 从功 率开关管的阻断电压不平衡和钳位二极管反相电压不能 快速恢复的问题。 例如一个三相五电平电容钳位型多电 平逆变器的一相。 此逆变器的直流侧采用了一种阶梯型 结构， 每一层的电容的电压都与下一层的电容的电压不 同。 为能够产生 M 电平的阶梯型输出电压，在直流侧需要 M-1 个电容。 每相桥臂的结构必须相同，两层电容之 间电压增加的大小决定输出波形中每阶比较分析， 可以得到电容钳位式多电平逆变器优缺 点如下。 优点：(1)电平数越多，输出电压谐波的含量越少；(2)逆变器电平数易扩展,电压合成方面 ，开关状态选择具 有较

7、大的灵活性；(3)由于电容的引进，可通过在同一个电 平上不同开关组合，使直流侧电容电压保持平衡。 缺点：(1)随着电平数的增加 ，需要大量的钳位电容 ，增加了系统 的成本；(2)用于纯无功负载时，可能存在飞跨电容电压不平衡；(3) 对有功功率变换，高频时逆变器的控制非常复 杂，同时有很高的开关损耗。1.3H 桥级联式多电平逆变器及其优缺点二 极管钳位式和电容钳位式多电平拓扑的提出，为利用低耐压型开关器件获得多电平高压输出提供了新思路，但同时也带来直流电容分压不平衡等一系列问题，控制也十分复杂。为此可采用多个独立的直流电容分压，输出多个电平的方式，即有独立直流电源的级联式逆变器。基于传统的二电平

8、低压小容量桥式逆变器的级联多电平 逆变器，采用串联若干个低压功率单元的方式来实现高电压输出，这种电路的结构和方法比较容易实现向更多 电平数的扩展，产生更高电压的输出。例如级联式五电平 逆变器拓扑单臂电路，是由两个两电平 H 桥单元级联而成。与二极管钳位式和飞跨电容式多电平逆变器相比较， 级联式多电平逆变器拓扑不需要大量钳位二极管和飞跨 电容，但是需要多个独立的直流电压源。对于一个M电平的级联型逆变器，每一个桥臂需要(M-1)/2 个独立直流 电压源和 2(M-1)个主开关器件。 这种拓扑可以方便地通 过星形或三角形联接构成三相系统。比较分析，可以得到级联式多电平逆变器优缺点如下。优点：(1)无

9、需大量钳位二极管和钳位电容，在三种多电平变换拓扑中，对于相同的电平数，所需器件最少，易于封装；(2)电平数越多，输出电压谐波的含量越少；(3)基于低压小容量逆变器器级联的组成方式，技术成熟，易于 模块化， 较适于七或九电平及更高的电平应用场合。 缺点：随着电平数的增加，需要大量独立直流电源，增加了 系统的成本。2多电平逆变器脉宽调制技术多电平逆变器脉宽调制技术是指用半导体开关器件的开通和关断把直流电压变成一系列的电压脉冲序列，以实现多电平逆变器的变压、变频，并控制和消除谐波的 电子技术。多电平逆变器 PWM 技术主要对两方面目标进 行控制:一为输出电压的控制，即逆变器输出脉冲序列在伏秒级别上与

10、参考波形等效; 二为逆变器本身运行状态 控制，包括直流电容电压的平衡控制、所有功率开关的输 出功率平衡控制、输出谐波控制、器件开关损耗控制等。多电平逆变器的 PWM 控制方法主要有三大类:载波调制法、特定谐波消除法和空间电压矢量调制法。2.1 多电平载波 PWM 调制多电平变换器载波 PWM 控制方法，是两电平的载波PWM 技术在多电平中直接推广应用。 不同于两电平逆变 器的是，多电平逆变器有多个载波，在生成多电平 PWM脉冲时有两种基本方法:第一种，首先多个幅值相同的三 角载波叠加，然后与同一个调制波比较，得到多电平PWM 脉冲 ，即载波移位法 ，这种方法多用于二极管钳位 式多电平逆变器的控

11、制，对其它类型的多电平逆变器结构也适用;第二种，用多个幅值相同、相位不同的三角载 波与调制波进行比较， 生成 PWM 脉冲分别控制各逆变桥，然后再叠加产生多电平PWM波形，称为载波移相法，一般用于 H 桥级联结构，电容钳位逆变器。载波移位法:对于M 电平逆变器，采用 M-1 个幅值 相同、频率相同的三角波为载波，上下连续层叠，与一个调制波进行比较，在采样时刻根据调制波与每个三角波 的比较结果输出不同的电平，并决定相应开关管的开关状态。这类方法可直接应用在二极管钳位式多电平逆变 器的控制。 根据三角载波间相位间排列顺序不同，又可分为三种不同的多电平载波PWM方法:同相层叠法（IPD）、正负反相层

12、叠法（POD）和交替反相层叠法（APOD)。载波移相法: 多电平载波移相法是对于一个 M 电平 的逆变器，M-1 个幅值相同、相位不同的三角载波与调制 波进行比较，产生相对独立的 M-1 组 PWM 调制信号，去驱动 M-1 个开关管单元，每一个单元控制就是一个两电平单元的PWM 控制，各单元的输出电压再叠加生成一个等效的多电平 PWM 波形。假设载波的周期为T且对应360°相角 ，则各个载波须依次移相 360°/(M-1)，然后分别 再与调制波进行比较。载波移相法的基本原理和载波移位法的交替反相层叠的方式非常相似。同时，多电平载波PWM法还需要实现其它性能指标 和控制目标

13、，如平衡电容电压、输出谐波的优化、提高电 压利用率、开关功率平衡等。 解决的主要途径有以下三方 面:第一是在多个载波排列上想办法，即可以改变三角载 波间的相位关系，如各载波的交替反相、相位相同、正负 反相及载波移相; 第二是在调制波上加入相应零序分量;第三是对于某些特殊的结构，如H桥级联的结构、电容钳位的结构以及层叠式多单元结构等， 当桥臂上输出相同电压时，可以利用多个不同的开关状态的组合对应，这些不同开关状态组合对一些性能指标有不同的影响，选择合适的开关状态进行组合就可以实现上述目标。2.2特定谐波消除法定谐波消除法(SHEPWM)是以优化输出谐波为目的的PWM方法。和两电平的特定谐波消除法

14、相类似，三电平SHEPWM同样也是通过在预先确定的采样时刻实 现特定开关的切换，产生预期的最优SPWM控制，以消除 选定的低频谐波。这种方法是基于傅里叶级数分解，通过计算得到开关时刻的一种 PWM 方法。使逆变器输出电压中不存在某些特定谐波。 其基本思想是:因为各次谐波的幅值是转换角 的函数，如果想要消除(N-1)次谐波，则可以利用对应的基波和谐波幅值表达SHEPWM 具有以下显著优点 ：(1) 波形质量显著改善，减小直流侧电流纹波，可以减小直流侧滤波器的尺寸（2）在同样波形质量的情况下，采用 SHEPWM 可以得到所需最低的开关频率，从而大幅降低开关损耗，提高转 换的效率。SHEPWM 方法

15、的缺点在于必须求解一组困难的非线性超越方程组。2.3 空间电压矢量 PWM空间电压矢量SVPWM法是从电动机的角度出发， 以三相对称正弦交流电机的理想磁通圆为基准，用逆变器不同的开关组合所产生的实际磁通去逼近基准圆磁通，再由比较的结果去决定逆变器的开关形成PWM波形。由于该方法把逆变器和电机看成一个整体来处理，十分便于微机实时控制，并具有噪音低、转矩脉动小、电压 利用率高等优点，因此现在无论在开环控制系统或闭环 控制系统中均得到了广泛应用。但随着电平数逐渐增加，可选择的多电平空间矢量 也有很多，同时逆变器的运行控制目标也随着增多。因此，基于空间电压矢量控制的多电平逆变器输出一般不会超过五电平。

16、3 多电平逆变器基本原理3.1基本逆变电路图 1(a)所示为单相桥式逆变电路的原理示意图 。 当 开关 S1、S4 闭合，S2、S3 断开时，负载电压 uo 为正；当开关 S1、S4 断开 ，S2、S3 闭合时，uo 为负 ，如此交替进行下去 ，就 在负载上得到了由直流电变换的交流电的波形，如图 1(b)所示。 输出交流电的频率与两组开关的切换频率成正 比。这样就实现了直流电到交流电的逆变。当负载 Z 为纯电阻性负载时，负载电流 io 和电压 uo的波形和相位完全相同。 当负载为阻感性负载时，由于电 感的作用，io 相位滞后于 uo，其相位关系和 io 的波形如图 2-1（b）所示 。 设 t

17、1 时刻之前S1、S4 导通 ，uo 和 io 均为正。在 t1 时刻断开 S1、S4，同时合上 S2、S3，则 uo 的极性立刻变 为负。但是，因为负载中电感的作用，其电流的变化滞后 于电压的变化，电流方向不变而仍维持原有方向继续流通。这时负载电流由负载右端流出，经 S3 流入直流电源 正极、由负极流出，再经S2流回负载左端。实质是将负载 电感中储存的能量向直流电源反馈，负载电流因得不到 能量补充而逐渐减小，到 t2 时刻电感中的能量全部释放 完毕、电流下降为零，之后在电源电压的作用下 io 反向并 逐渐增大。到 t3 时刻，S2、S2 断开，S1、S4 闭合，以后的情况 与前述类似。结果，

18、在负载上就得到了正、负交替变化的 电压和电流，实现了直流电到交流电的逆变。3.2二极管钳位多电平逆变器拓扑分析二极管钳位多电平逆变器拓扑基本原理以图 2 为例说明多电平逆变器的原理。 图中4个同样大小的电容 C1、C2、C3 和 C4 串联组成直流电压分压电路，分压电容 C1、C2、C3 和 C4 的中点与负载的一端相连，可作为共地端，于是电源电压为 Ud,时，C1、C2、C3 和 C4 各 点对地的电压分别为 Ud/2、+Ud/4、-Ud/4、Ud-/2。 当与负载 相连的 5 个电子开关 S1S5 中的任意一个闭合导通时(在任何时刻只能有一个导通)，则负载上就可得到上述 5种不同的电压值。

19、其电压的绝对值有三级(0、/4、/2)。由于这种拓扑结构采用的是功率二极管钳位得到的中点电平，因此有人又称这种结构为中点钳位式结构。钳位二极管的作用是在开关管导通时提供电流通道而又防止电容 短路。电平二极管钳位拓扑三电平二极管钳位逆变器(图3)是多电平逆变器中既简单又有实用意义的一种电路。它属于电压型逆变器。所谓三电平是指逆变器交流侧的每相输出的电压相对于直流侧 电压有三种可能的取值,即正电压、负电压和零电位。三电平主电路的基本原理拓扑结构如图3所示,可知每一桥臂有四个开关管 , 此处的功率器件使用的是可 以让能量双向流动的 IGBT 器件。其中直接连到正负直流侧上的两个开关管称为主开关管,

20、中间两个开关管称为辅助开关管。直流侧的电容器是由两个电容值一样的电容串联组成 ,这样就可以提供一个中性点,连接到中性点 上的两个二极管,称之为钳位二极管，它可以把逆变器的电压箝位到中性点电位上, 因此该逆变器也称为中性点钳位式逆变器。在每一个时刻 ,逆变器都必须有两个开关管导通。以A相为例 ,可能的开关管组合顺序分别是 VT1 和 VT2,VT2 VT3,VT3 和 VT4,其余任何组合都是不允许的。这3 种情 况对应的电压,分别是+Vd/2、0 和Vd/2。 这 3 种状态可分别用 P(Positive)、0 和 N (Negative) 来表示 在换相过程中 直接由P到N是不允许的， 因为

21、这需要四个开关管同时 动作。 另外,上面的四个开关管还具有一种逻辑上的互锁 关系，即 VT1 和的触发脉冲相反,和的触发脉冲也相反。 所以控制系统只要能够产生 VT1 和 VT3 的触发脉冲信号,其余两个开关管的触发脉冲就可以通过相应的互锁关系 而得到。五电平二极管钳位拓扑把上面分析得到的二极管钳位式三电平逆变器拓扑结构扩展到五电平中去 , 可得到五电平的其一相拓扑结构图（图4）。图4所示五电平逆变器每一相主开关器件数与续流二极管数都为八 ,钳位二极管数为六，平均每个主管承受正电压为 U/4。现以五电平二极管钳位一相为例，分析图 4 所示五电平逆变器主电路工作情况： 给管VT1、VT2、VT3

22、、VT4 导通触发脉冲时 ，如负载电流为流入方 向（相对于负载），则点电流流过主管 VT1、VT2、VT3、VT4 忽略管压降 ,该相输出端电位等同于 P1 点电位;如负载电 流为流出方向，电流流过续流二极管 D1、D2、D3、D4 注入点 P1，该相输出端电位仍等同于 P1 点电位。同理，给 VT2、VT3、VT4、VT5 导通触发脉冲时，输出端电位等同于点电位；给 VT3、VT4、VT5、VT6、VT7 导通触发脉 冲时，输出端电位等同于 N2 点电位；给 VT4、VT5、VT6、VT7 导通触发脉冲时，输出端电位等同于 N2 点电位；给 VT5、VT6、VT7、VT8 导通触发脉冲时，

23、输出端电位等同于 N1 点电位。由上面分析可以得出,对主开关器件控制脉冲是有 严格要求的,以防止同一桥臂贯穿短路,即 VT1 与 VT5，VT2与 VT6，VT3 与 VT7，VT4 与 VT7，VT4 与 VT8 的控制脉冲都 要求是互反的，并且可以得到一相电位在由 P2 点电位跳 到零电位时,要经过电位的过渡.即在控制过程中,每相电 位只能向相邻电位过渡,不允许输出电位跳变。3.3 电压移位调制的原理电压移位调制是基于载波调制的一种方式。如果直流侧几个电容电压相等 , 若二极管钳位逆变器的电平数为 5，则所需要的载波数就是4，所有这些载波都具有相 同的频率和相同的幅值。 这4个三角载波在空间上是垂 直分布，而且所占的区域也是连续的，彼此之间紧密相 连，对称分布于横轴的两侧，然后再与 1 个正弦调制波进 行比较，产生触发脉冲。如图 5 所示：产生的触发脉冲经过分配连接到各个开关管，并使之按要求顺序开通和关断，就可输出五电平。如图 6 所示：3.4 三次谐波注入方法在调制波里相位相同三次或三的倍数次谐波，在合成线电压时， 各相电压的三次或三的倍数次谐波