可控硅直流调速系统

1、可控硅直流调速系统（电气综合课程设计） 学 校：桂林电子科技大学院 系： 机电工程学院 指导老师： 高鹏 姓 名： 学 号： 08 目 录前言-3第1章 课程的设计和要求1.1主要性能指标-41.2设计要求-41.3已知条件-4第2章 系统的原理与方案选择2.1直流电动机调速的原理-52.2直流调速系统用的可控直流电源-52.3直流调速系统控制部分的选择-8第3章 双闭环调速系统论述3.1系统的结构-93.2系统的动态数学模型-11第4章 用工程设计方法设计双闭环直流调速系统4.1主要装置的选用和参数的计算-124.2电流调节器的设计-144.3转速调节器的设计-174.5整机电路图-20第五

2、章 总结-21 参考文献-21前 言电机自动控制系统广泛应用于机械，钢铁，矿山，冶金，化工，石油，纺织，军工等行业。这些行业中绝大部分生产机械都采用电动机作原动机。有效地控制电机，提高其运行性能，对国民经济具有十分重要的现实意义。20世纪90年代前的大约50年的时间里，直流电动机几乎是唯一的一种能实现高性能拖动控制的电动机，直流电动机的定子磁场和转子磁场相互独立并且正交，为控制提供了便捷的方式，使得电动机具有优良的起动，制动和调速性能。尽管近年来直流电动机不断受到交流电动机及其它电动机的挑战，但至今直流电动机仍然是大多数变速运动控制和闭环位置伺服控制首选。因为它具有良好的线性特性，优异的控制性

3、能，高效率等优点。直流调速仍然是目前最可靠，精度最高的调速方法。本文中所用到的晶闸管于1957年问世，它是一种大功率半导体可控整流元件，俗称可控硅整流元件，简称“可控硅”，20世纪60年代起就已生产出成套的晶闸管整流装置。晶闸管问世以后，变流技术出现了根本性的变革。目前，采用晶闸管整流供电的直流电动机调速系统（即晶闸管电动机调速系统，简称V-M系统，又称静止Ward-Leonard系统）已经成为直流调速系统的主要形式。本次设计的主要任务就是应用自动控制理论和工程设计的方法对直流调速系统进行设计和控制，设计出能够达到性能指标要求的电力拖动系统的调节器。第1章课程的设计和要求1.1主要技术指标（1

4、）静态：无静差（2）动态：电流超调量5% 1.2设计要求（1）选择可控硅直流电动机调速系统的方案。（2）主回路参数计算选择。（3）控制系统设计1.3给定条件直流电机的参数：Zz=22, Ped=1.1kw, Ued=220V, Ied = 6.5A, ned =1500r.p.m Us = 220V励磁方式：他励直流测速发电机： Ped=22W, Ued=110V, Ied =220mA, ned =2000p.m 定额：连续。 第2章 系统的原理与方案选择2.1直流电动机调速的原理根据直流电机转速方程 (1-1)式中 n 转速（r/min）； U 电枢电压（V）； I 电枢电流（A）； R

5、电枢回路总电阻（ W ）； 励磁磁通（Wb）； Ke 由电机结构决定的电动势常数。由式（1-1）可以看出，有三种方法调节电动机的转速： （1）调节电枢供电电压 U； （2）减弱励磁磁通 F； （3）改变电枢回路电阻 R。对于要求在一定范围内无级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的方式为最好。改变电阻只能有级调速；减弱磁通虽然能够平滑调速，但调速范围不大，往往只是配合调压方案，在基速（即电机额定转速）以上作小范围的弱磁升速。 因此，自动控制的直流调速系统往往以调压调速为主。2.2直流调速系统用的可控直流电源 变压调速是直流调速系统的主要方法，调节电枢供电电压需要有专门的可控直流电源。常用的可

6、控直流电源有以下三种： （1）旋转变流机组用交流电动机和直流发电机组成机组，以获得可调的直流电压。如图2-1。 图2-1 旋转交流机组（2）静止式可控整流器用静止式的可控整流器，以获得可调的直流电压。如图2-1。 图2-2 静止式可控硅整流器，即V-M系统（3）直流斩波器或脉宽调制变换器用恒定直流电源或不控整流电源供电，利用电力电子开关器件斩波或进行脉宽调制，以产生可变的平均电压。图2-3 直流斩波器图2-4 脉宽调制变换器晶闸管整流装置不仅在经济性和可靠性上都有很大提高，而且在技术性能上也显示出较大的优越性。晶闸管可控整流器的功率放大倍数在10000 以上，其门极电流可以直接用晶体管来控制，

7、不再像直流发电机那样需要较大功率的放大器。在控制作用的快速性上，晶闸管整流器是毫秒级，这将大大提高系统的动态性能。因此，在这里选用可控硅直流调速方法。可控硅整流调速装置的接线方式有单相半桥式，单相全控式，三相半波，三相半控桥和三相全控桥式。各种方式适应于各种不同调速范围和控制要求的电动机。可控硅调速系统用的各种接线方式及技术参数见下表。接线方式功率范围调速范围平均失控时间Ts输出波形单相半控桥1KW以下10：1以下10ms差单相全控桥4KW以下10：1以下5ms差三相半波100KW以下10：1以下3.33ms比单相好三相半控桥100KW以下10：1以下3.33ms较好三相全控桥1001000K

8、W以下100:1以下1.67ms好从上表可知三相全控桥的调速范围大，失控时间小，输出波形好，故选用三相全控桥式整流装置,其电路图如图2-5图2-5 可控硅三相桥式整流装置2.3直流调速系统控制部分的选择 由于设计要求无静差调速，电流超调量5%，因此可以选择转速，电流双闭环控制直流调速系统。其中采用转速负反馈和PI调节器的直流反馈调速系统可以在保证系统稳定的前提下实现转速无静差，而速度反馈保证系统的较高动态性能，例如：要求快速起制动，突加负载动态速降小等等。其系统的组成框图如图26所示。 图2-6 双闭环直流调速系统设计总框架第3章 双闭环调速系统论述3.1系统的结构为了实现转速和电流两种负反馈

9、分别起作用，可在系统中设置两个调节器，分别调节转速和电流，即分别引入转速负反馈和电流负反馈。二者之间实行嵌套（或称串级）联接如下图31所示。起动过程，只有电流负反馈，没有转速负反馈。稳态时，只有转速负反馈，没有电流负反馈。 图3-1 转速、电流双闭环直流调速系统结构ASR转速调节器 ACR电流调节器 TG测速发电机TA电流互感器 UPE电力电子变压器 Un*转速给定电压Un转速反馈电压 Ui*电流给定电压 Ui电流反馈电压为了获得良好的静、动态性能，转速和电流两个调节器一般都采用P I调节器，所以对于系统来说，PI调节器是系统核心，必须掌握其性能，其原理图如图3-2： 图3-2. PI调节器输

10、入与输出的关系： PI调节器的工作过程：当输入电压突然加上时，电容C相当于短路，这时便是一个比例调节器。因此，输出量产生一个立即响应输出量的跳变，随着对电容的充电，输出电压逐渐升高，这时相当于一个积分环节。只要 ，U0将继续增长下去，直到时，才达到稳定状态。 这样构成的双闭环直流调速系统的电路原理图示于下图3-3。图3-3 双闭环直流调速系统电路原理图图中标出了两个调节器输入输出电压的实际极性，它们是按照电力电子变换器的控制电压Uc为正电压的情况标出的，并考虑到运算放大器的倒相作用。同时图中表出，两个调节器的输出都是带限幅作用的。转速调节器ASR的输出限幅电压U*im决定了电流给定电压的最大值

11、；电流调节器ACR的输出限幅电压Ucm限制了电力电子变换器的最大输出电压Udm。3.2系统的动态数学模型 双闭环调速系统的实际动态结构框图如图3-4所示，它包括了电流滤波，转速滤波和给定信号的滤波环节。其时间常数分别为Toi和Ton。 图34双闭环调速系统的动态结构图图中WASR(s)和WACR(s)分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。第4章 用工程设计方法设计双闭环直流调速系统4.1主要装置的选用和参数的计算 整流装置的参数可控硅整流装置选用三相桥式，整流变压器/Y联结, 二次线电压21=230V,内阻R=0.5 ,电压放大系数KS=40。直流电源给定值±7.5V。电流互感器

12、的选取 考虑电机允许过载倍数为1.5倍，两个给定电压的最大值为7.5V，选电流互感器TA的电流反馈系数=7.5/1.5IN=0.769V/A。转速反馈环节的反馈系数和参数 转速反馈系数包含测速发电机的电动势Cetg和其输出电位器RP2的分压系数2，即 2×Cetg根据测速发电机的额定数据，有 Cetg=V min/r=0.055 V min/r试取20.085，如测速发电机与主电动机直接相连，则在电动机最高转速1500r/min时，转速反馈电压为 Un=2Cetg×1500r/min0.085×0.055×15007.0125V稳态是Un很小，Un*只要

13、略大与Un即可，现在直流稳压电源为±7.5V，完全能够满足给定电压的需要，因此，取20.085是正确的。于是，转速反馈系数的计算结果是 2×Cetg0.085×0.0550.0047 V min/r电位器RP2的选取 为了使测速发电机的电枢电压降对转速检测信号的线性度没有显著的影响，取测速发电机转速输出最高电压时，其电流约为额定值的20，则 RRP2=1875此时RP2消耗的功率为 WnCetg×0.2Itg0.055×1500×0.2×0.223.36W为了不致使电位器温度很高，实选电位器的瓦数应为所消耗功率一倍以上，故可

14、将RP2选为10W,1.5K的可调电位器。平波电抗器按工程计算公式选取平波电抗器，对于三相桥式整流电路其电感量计算公式为 L=0.693U2/Idmin取 Idmin=10Ied =0.1×6.5=0.65A U2= U2l/1.732= 230V/1.732=132.8V 则 L=0.693U2/Idmin =141.585mH直流电动机参数的计算 按经验公式估算直流电动机的内阻 =5.207 电枢回路的电阻 R=Ra+R=5.207+0.5=5.707 电磁时间常数Tl=L/R=141.585/5.707=0.0248S 电机参数的计算Ce=0.1241V min/r Cm=9.

15、55Ce=1.1852 V min/r电机时间常数Tm=1.036S4.2电流调节器的设计电流环结构图的简化首先在按动态性能设计电流环时，因其变化较慢，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，即DE0。其次，如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成U*i(s) /b ，最后，由于Ts 和 T0i 一般都比Tl 小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为 Ti = Ts + Toi 简化的近似条件为电流环结构图最终简化成图 图41等效后的电流环结构框图电流调节器结构的选择从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，由图3-4可以看出，采用

16、I 型系统就够了。从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调（本系统要求5%），以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要的因素，为此，电流环应以跟随性能为主，应选用典型I型系统。 图3-4表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型 I 型系统，显然应采用PI型的电流调节器，其传递函数可以写成式中 Ki 电流调节器的比例系数； ti 电流调节器的超前时间常数。为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择则电流环的动态结构图便成为图4-2所示的典型形式图42校正成典型I型系统的电流环其中， 上述结果是在一系列假定条件下得到的，

17、假定条件归纳如下，用于校验。1）电力电子变换器纯滞后的近似处理2）忽略反电势变化对电流环的动态影响3）电流环小惯性群的近似处理电流调节器的参数计算 按表1，三相桥式电路的平均失控时间Ts=0.0017s 电流滤波时间常数Toi。三相桥式电路每个波头的时间是3.3ms，为了基本虑平波头，应有（12）Toi=3.3S, 因此取Toi0.002S。 电流环小时间常数之和T。按小时间常数近似处理，取Ti=Ts+Ti=0.0037S。 检查对电源电压的抗扰性能：=6.70，参照典型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。电流调节器超前的时间常数：i=Tl=0.0248S 电流开环增益：要求i5时，可按

18、西门子型“最佳整定”的方法进行整定，则有KIT=0.5, 因此 KI=135.1S-1于是ACR的比例系数为 KiKIiR/KS0.6211校验近似条件：电流环截止频率：ci= KI =135.1(1)晶闸管整流装置传递函数的近似条件：1/3Ts=1/3*0.0017=196.1s-1>ci满足近似条件。(2)忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件： 18.7s-1<ci满足近似条件。(3)电流环小时间常数近似处理条件： =180S-1>ci满足近似条件。电流调节器如图4-3，按所用运算放大器取R040K,各电阻和电容的值为 Ri=KiR0=0.4653*40=18.612

19、K,取18 K Ci=1.67uF，取2.0uF Coi=0.2uF，取0.2 uF图4-3电流调节器按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标为i=4.3%<5%，满足设计要求。4.3转速调节器的设计转速调节器结构的选择用电流环的等效环节代替电流环后，整个转速控制系统的动态结构图便如下图4-4所示： 图4-4 转速环的动态结构框图及其简化和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成 U*n(s)/a，再把时间常数为 1 / KI 和 Ton 的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为的惯性环节，其中为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积

20、分环节，它应该包含在转速调节器 ASR 中，现在在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计成典型 型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。 由此可见，ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为式中 Kn 转速调节器的比例系数； t n 转速调节器的超前时间常数。 这样，调速系统的开环传递函数为令转速环开环增益为则校正后的系统结构如图45：n (s)+-U*n(s)a图4-5 校正后成为典型 II 型系统 上述结果是在一系列假定条件下得到的，假定条件归纳如下，用于校验。1）电流环传递函数简化条件2）转速环小时间常数近似处理条件转速调节器的参数计算转速调节器的参数包括 Kn 和 tn。按照典型型系统的参数关系： 而 ，因此 电流环时间常数 1/KI=2Ti×0.0037S0.0074S 转速滤波时间常数Ton，可根据测速发电机纹波情况取Ton0.01S。 转速环小时间常数Tn。按小时间常数近似处理，取 0.0074+0.010.0174S按跟随和抗扰性能都较好的原则，取h=5，则ASR的超前时间常数为 5×0.01740.087S转速开环增益 396.4S-2ASR的比例系数为 145.5校验近似条件： 转速环截止频率为 cn=KNn=396.4&#