双闭环调速系统ASR和ACR

1、课程设计说明书学院：机电工程学院专业：电气工程及其自动化课程名称：电力拖动自动控制系统设计题目：双闭环调速系统 ASR和ACR结构及参数设计姓名：学号：指导教师：成绩:双闭环调速系统ASR和ACF结构及参数设计（5）一. 设计目的：掌握用工程设计方法设计双闭环调速系统的转速调节器和电流 调节器，加深对双闭环直流调速系统理解。二. 设计内容：有一个转速、电流双闭环直流调速系统，采用三相桥式全控整流装置供电，已知电动机数据如下：550kW 750V, 780A, 375r/min ,Ce=1.92Vmin /r，允许电流过载倍数1.5，主回路总电阻R= 0.1 Q, Ks =75, Tl=0.03

2、s,T m=0.084s,电流反馈滤波时间常数 Toi=0.002s,转 速反馈滤波时间常数Ton=0.02s, ASR最大最大给定值和输出限幅值为 12V, ACR最大输出限幅值为12V。设计要求：稳态无静差，动态指标：电流超调量 i 5%,电 机空载起动到额定转速时的转速超调量 n *Tm-IdLsUn U*iIdKs1/UdOT0ns+1T0is+1图1-2双闭环调速系统的动态结构图T0i 电流反馈滤波时间常数TOn 转速反馈滤波时间常数二电流调节器的设计2.1电流环结构图的简化1 ）忽略反电动势的动态影响在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，即E0。这时，电流环

3、如下图所示。1+ACRUc (s)KsUd0(s)1/RT0is+11 -*Tss+1Tl s+1Id (s)U*i(s)Ui (s)图2-1a电流环的动态结构图及其化简2）等效成单位负反馈系统如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效地移到环内，同时把给定信号改成U*i（s） / ，则电流环便等效成单位负反馈系统（图2-1b）。U*i(s)Uc (s)T0is+1ACRKs /RId (s)i(Tss+1)(TI s+1)图 2-1b3）小惯性环节近似处理最后，由于Ts和TOi 般都比TI小得多，可以当作小惯性群而近似地看作是一个惯性环节，其时间常数为(2-1)TE i = Ts + Toici

4、简化的近似条件为TsToi电流环结构图最终简化成图2-1c。图 2-1c2.2电流调节器结构的选择从稳态要求上看，希望电流无静差，以得到理想的堵转特性，由图2-23c可以看出，采用I型系统就够了。从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流 在突加控制作用时有太大的超调，以保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要的因素，为此，电流环应以跟随性能为主，应选用典型I型系统。1 ）电流调节器选择图2-1c表明，电流环的控制对象是双惯性型的，要校正成典型I型系统，显然应采用PI型的电流调节器，其传递函数可以写成WAcRs)Ws 1)iS(2-2)为了让调节器零点与控制对象的大

5、时间常数极点对消，选择Ti(2-3)则电流环的动态结构图便成为图2-24a所示的典型形式，其中K iK siR式中 Ki 电流调节器的比例系数; 校正后电流环的结构和特性(2-4)T 电流调节器的超前时间常数a)动态结构图:Ui (s)KiId(s)s(s 1)图2-2校正成典型I型系统电流环动态结构框图图2-3校正成典型I型系统电流环开环对数幅频特性2.3电流调节器的参数计算表2-1典型I型系统跟随性能指标和频域指标与参数的关系秦数关系0-250.390/50.691 .O1.0O.S0.7070.605超调童bO %1 3%d.3 %9,5 %16.3 啊上升时间“noA.7T3.3T2y

6、ir瞇值时冋Zp3376.27T4.7T3J2T相fn稳定裕度y3359.2 05 i_.it 0减it皴率叫O43/TO.455/71O7S6/7由式2-2可以看出，电流调节器的参数是 Ki和j,其中i已选定，待定的只 有比例系数Kj，可根据所需的动态性能指标选取。设计要求电流超调量i 5%， 由表2-1, KT=KiTi 0.5可选 0.707,，且已知T i Ts Toi =0.0017 0.002 0.0037s， 因此电流环开环增益：Ki 05135.14s 1T i 0.0037双闭环调速系统在稳态工作中，当两个调节器都不饱和时。各变量之间的关系：Un Un nn。Ui Ui Id

7、 I dm已知两个调节器的输入和输出最大值都是12V，额定转速nN 375r/min ，额定电流In 780A，过载倍数1.5，则U 12转速反馈系数： 0.032V min/rnN 375U12电流反馈系数： 上 0.01V/AIn 1.5 780由式（2-3）和（2-4），且已知 Tl 0.03s，R 0.1 ，Ks 75，则Ks750.01Tl0.038.108，0.0037参照表2-2的典型I型系电流调节器的比例系数：Ki 空应135.14 0.03 O.1 0.542.4校验1）检查对电源电压的抗扰性能：统动态抗扰性能都是可以接受的表2-2典型I型系统动态抗扰性能指标与参数的关系Tm

8、 T2T215110120130cCmax100%Cb55.5%33.2%18.5%12.9%tm/T2.83.43.84.0tv/T14.721.728.730.4电流截止频率：ci Ki 135.14s2）晶闸管整流装置传递函数的近似条件1 13Ts3 0.0017196.1sci满足近似条件3）忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件，已知Tm 0.084sTmTL10.084 0.0359.76sci满足近似条件4）电流环小时间常数近似处理条件10.0017 0.002180.8sci满足近似条件2.5计算调节器电阻和电容含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI型电流调节器原理图如图2-4，图中

9、J为电流给定电压，Id为电流反馈电压，调节器的输出就是电力电子变换器的控制电压Uc根据运算放大器的电路原理，且已知 R。40k,可以容易地导出:KiR0Ri KiR00.54 4021.6k ，取 20 kRGCi丄 Tl0.03RRi20 1031.5 10 6F1.5 F，取 1.5 FToi4RCoiCo, 4十 4X 2107f 02F，取2FRiCA+.+R balCoiRo2(3-2)Ro2i图2-4含给定滤波与反馈滤波的PI型电流调节器按照上述参数：20k, G 1.5 F , Coi 0.2 F，电流环可以达到的动态跟随性能指标为i 4.3%5% (见表2-1 )，满足以上要求

10、。三.转速调节器的设计3.1电流环的等效闭环传递函数电流环经化简后可视作转速环中的一个环节，为此需要求出它的闭环传递函数Wdi(s)，由图2-2可知：KiWcli(s)U：ss/s(Tis1)1( 3 1 )1KiTis21 s 1-S(S 1)KiKi忽略高此项，W/S)可降阶近似为:Wcli (S)Ki接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为Ui (s)，因此电流环在转速环ld(s)Wcli(s)Ui(s)bs 1(3-3)Ki中应等效为:这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象， 经闭环控制后，可以近似地等效成 只有较小时间常数1 KI的一阶惯性环节。这表明，电流的闭环控制改造了控制对象，

11、加快了电流的跟随作用。3.2转速环结构的化简和转速调节器结构的选择用电流环的等效环节代替图1-1中的电流环后，整个转速控制系统的动态结 构框图如图3-1所示。n(s)图3-1用等效环节代替电流环和电流环中一样，把转速给定滤波和反馈滤波环节移到环内，同时将给定信号改成Un(S)/ ，再把时间常数1/Ki和Ton的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为T n的惯性环节,其中TnTon，则转速环结构框图可化简成图3-2图3-2等效成单位负反馈和小惯性的近似处理为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器中。现在扰动作用点后面已经有了一个积分环节，因此转速环开

12、环传递函数应共有两个积分环节， 所以应该设计成典型U系统，这样的系统同时 也能满足动态抗扰性能好的要求。至于其阶跃响应超调量较大，那么线性系统的 计算数据，实际系统中转速调节器的饱和非线性性质会使超调量大大降低。由此可见ASR也应该采用PI调节器，其传递函数为：式中KnWASR(S)Kn( nS (3-4)转速调节器的比例系数转速调节器的超前时间Kn R( nS 1)n CeTmS 仃 nS 1)令转速环开环增益Kn为:KnKn Rwn（S）Kn( nS 1)SfTnS 1)(3-5)(3-6)Un(S)英Kn( nS 1)n(s)2S 仃 nS 1)常数这样，调速系统的开环传递函数为:Wn(

13、S)Kn( nS 1) R/nSCeTmS(T nS 1)图3-3校正后成为典型U系统在典型U系统的开环传递函数中，时间常数 T是控制对象固定的，待定的参 数有K和。为了分析方便，引入一个新的变量h，令(3-7)图3-4典型U系统的开环对数幅频特性和中频宽3.3转速调节器的参数的计算已知KT=KITi 0.5，T i 0.0037s，则电流环等效时间常数:2T i 2 0.00370.0074s已知Ton 0.02s，则小时间常数近似处理的时间常数为:TnKiTon0.0074 0.020.0274s按跟随和抗扰性能都较好的原则，取 h 5，则ASR的超前时间常数为:hT n 5 0.0274

14、0.137s由式可知转速环开环增益为:Kn2 22hTn5 12 22 50.0274159.84s由式可知ASR的比例系数为:Kn(h 1) CeTm2h RT6 0.01 1.92 0.0842 5 0.032 0.1 0.027411.043.4校验由式可知转速环的截止频率为:Kncn1Kn n 159.84 0.13721.90s1）电流环传递函数化简条件1 Ki1135.143 I T j 3 : 0.003763.70scn满足简化要求2）转速环小时间常数近似处理条件1 Ki1135.1431 g 30.0227.4scn满足近似条件3.5计算调节器电阻和电容根据图3-5，已知R

15、40k ，则KnRnCnRnR01RjCon4R。2RnKnR011.04 40441.6k ，取 出440kCnCon0.137440 1034TonR03.114 10 7F 0.3114 F4 0.0240 10ConnConCn0.3 F2 10 6F 2 F ,取 ConRnCn图3-5含给定滤波与反馈滤波的PI型转速调节器3.6校核转速超调量表3-1典型U系统阶跃输入跟随性能指标（按 Mrmin准则确定参数关系）h34567891052.6%43.6%37.6% :33.2%P 29.8%27.2%25.0%23.3%tr/T2.402.652.853.03.13.23.33.35

16、ts/T12.1511.659.5510.4511.3012.2513.2514.20k32211111当h 5时，由表3-1 ,37.6%，不能满足设计要求。实际上，由于表 3-1是按线性系统计算的，而突加阶跃给定时，ASR饱和，不符合线性系统的前提，应该按ASR退饱和的情况重新计算超调量。四.转速调节器退饱和时转速超调量的计算计算退饱和超调量时，起动过程可按分段线性化的方法来处理。当ASR饱和 时，相当于转速环开环，电流环输入恒定电压 Um，如果忽略电流环短暂的跟随过程，其输出量也基本上是恒定值Idm，因而电动机基本上按恒加速度起动，其加速度为如(|dmdtRIdL)CT( 4-1 )Ce

17、 1 m这个加速过程一直延续到t2时刻nn时为止。取式（4-1 ）的积分，得(4-2)CeJn(I dm I dL)R考虑到Kn(h 1) CeTm2h RTn和Unn，Uim I dm，则t2(2h ) KnUn(h 1)UimIdLTn(4-3)ASR退饱和后，转速环恢复到线性范围内运行，系统的结构框图见图 3-1。 描述系统的微分方程和前面分析线性系统的跟随性能时相同， 只是初始条件不同 了。分析线性系统跟随性时，初始条件为n(0) 0，ld(O) 0讨论退饱和超调时，饱和阶段的终了状态就是退饱和阶段的初始状态， 只是把时间坐标零点从t 0移到t t2时刻即可。因此，退饱和的初始条件是n

18、(0) n，ld(O) I dm由于初始条件发生了变化，尽管两种情况的动态结构框图和微分方程完全一 样，过渡过程还是不同的。因此，退饱和超调量并不等于典型U系统跟随性能指 标中的超调量。当ASR选用PI调节器时，图3-1所示的调速系统结构框图可以绘成图4-1。由 于感兴趣的是在稳态转速n以上的超调部分，即只考虑 n n n，可以把初始条件转化为 n(0) n，ld(O) I dm。由于图4-2的给定信号为零，可以不画，而把 n的反馈作用反馈到主通道 第一个环节的输出量上，得到图4-3。为了保持图4-3和图4-2各量间的加减关 系不变，图4-3中的ld和IdL的+、-号相应的变化。图4-1调速系

19、统的等效动态结构框图以转速n为输出量Kn( nS 1)|d(s) A|d(s).Rn(s)nS(T nS 1)CeTmSn(s)图4-2调速系统的等效动态结构框图以转速超调值n为输出量ldL（S）Kn( nS 1)Id(s) M ld(s)Rn(s)nS(T nS 1)CeTm s图4-3调速系统的等效动态结构框图图4-2的等效变化可以把退饱和超调看作是在Id I dm的负载下以n n稳定运行，在t t2时刻负载由Idm减小到IdL，转速产生一个动态速升与恢复的过程。可利用表4-1给出的典型U系统抗扰性能指标来计算退饱和超调量，只要注意n的基准值即可。表4-1典型U系统动态抗扰性能指标与参数的关系h3 45678910Cmax /Cb72.2%77. 5%81.2%84.0%86.3%88.1%89.6%90.8%tm/T2.452.702.853.003.153.253.303.40b/T13.6010.458.8012.9516.8519.8022.8025.85在典型U系统抗扰性能指标中，C的基准值的为Cb 2FK2T(4-4)可知RK2，TTn，FIdmIdLCeTm所以n的基准应是2 RT n (I dm I dL ) % -(4-5)令表示电机允许的过载倍数，即Idm IdN , z表示负载系数