通信电子线路chapter6振幅调制与解调9hr

1、通信电子线路-3调幅、检波与混频Chapter 6-频谱搬移电路6.1频谱搬移电路的特性6.2振幅调制原理6.3振幅调制方法与电路6.46.5振幅解调（检波）原理与电路混频器原理与电路通信电子线路-36.1频谱搬移电路的特性非线性电路具有频率变换的功能，即通过非线性器件相乘的作用产生与输入信号波形的频率不同的信号。当频率变换前后，信号的频谱结构不变，只是将信号频谱无失真的在频率轴上搬移，则称之 为线性频率变换，具有这种特性的电路称之为频谱搬移电路。通信电子线路-3频谱搬移电路的特性ff0非线性带通f0, 2Fmax中放来主振器件调制信号fff00fFf2fF1max11maxfff02f0f0

2、0fmaxf(a) 调幅原理(c)检波原理ff0fi=fO-fSffffffiiS(b) 混频原理本振非线性器 件带通fi, 2Fmax到中放非线性器 件低通Fmax到功放通信电子线路-3频谱搬移电路的特性ff0信号 1非线性滤波器1) 它们的实现框图几乎是相同的， 都是利用非线性器件对输入信号频谱实行变换以产生新的有用频率成分后，滤除无用频率分量。器件信号2ff0fmaxff02f0f02) 从频谱结构看，上述频率变换电路都只是对输入信号频谱实行横向搬移而不改变原来的谱结构，因而于所谓的线性频率变换。3) 频谱的横向平移从时域角度看相当于输入信号与一个参考正弦信号相乘，而平移的距离由此参考信

3、号的频率决定，它们可以用乘法电路实现。通信电子线路-36.2振幅调制原理将要传送的信息装载到某一高频载频信号上去的过程。1.定义:发射缓冲倍频高频振荡高频放大调制天线声音音频放大话筒调制通信电子线路-32.调制的分类调制可分为连续波调制和脉冲调制。AM FM PM调幅调频调相连续波调制调制PAM PWM PPMPCM脉冲调幅脉宽调制脉位调制编码调制脉冲波调制通信电子线路-33.调制的4从切实可行的天线出发；为使天线能有效地和接收电磁波，天线的几何必须和信号波长相比拟，一般不宜短于14波长。音频信号: 20Hz20kHz波长：15 15000 km天线长度: 3.75 3750km通信电子线路-

4、33.调制的4便于不台相同频段基带信号的同时接收；wwwc1wc 2频谱搬移通信电子线路-33.调制的4可实现的回路带宽；基带信号特点：频率变化范围很大。fmaxBW= 20k = 2 10k= 1000低频（音频）:高频（射频）:20Hz20kHz高频窄带信号ffmin0AM广播信号: 535kHz1605kHz，BW=20kHzfmaxBW20k1= 3=fminf01000k50lowhigh10k1000k100k通信电子线路-34.调幅的方法调幅平衡调幅 环型调幅 斩波调幅 集电极调幅基极调幅 发射极调幅多重调制低电平调幅调幅方法平调幅通信电子线路-31.普通调幅波的数学表示式首先讨

5、论单音调制的调幅波= VW cos W t调制信号：vW= V0 cos w 0 t载波信号： v0= V( t ) cos w 0 tv调 幅信号（已调波）：AMm由于调 幅信号的振幅与调制信号成线性关系，即有：Vm ( t ) = V0 + kaVW cos W tka，式中为比例常数k a V W( t ) = V( 1 +cos W t ) = V( 1 + mcos W t即： V)m00aV0k a V=W式中m 为调制度， m表示调制深度的量,0<m<1aaV0 v AM= V 0 ( 1 + m a cos W t ) cos w 0 t通信电子线路-32.普通调幅

6、波的波形图=cosWvVtWW= V 0 cos w 0 tv 0V=V ( 1+ m )maxoaVoVmin =Vo(1-ma )ma >= 11 (V- V)m= 2maxmin= Vmax - Vo = Vo - VminaVVVoooVm ( t ) = V 0 ( 1 + m a cos W t )v AM= V 0 ( 1 + m a cos W t ) cos w 0 t通信电子线路-3调制信号的变化和己调波在时域上的表现波形特点：(1)调幅波的振幅（包络）变化规律与调制信号波形一致；(2)调幅度ma反映了调幅的强弱度;= 0时Ïma未调幅Ôm= 1时

7、> 1时最大调幅 (百分之百)ÌaÔm过调幅,包络失真 ,实际电路中必须避免Óa通信电子线路-3由非正弦波调制所得到的调幅波形vWVmaxvotot (a) 调制信号(b)已调波形若调制信号为非对称信号，则此时调幅度分与上调幅度ma上和下调幅度ma下- Vo- Vmin= Vmax= V0mma上a下VVoo通信电子线路-33.调幅信号的频谱及带宽将调幅波的数学表展开，可得到v (t) = Vo (1 + ma cos Wt) cos wot= V cos w t + 1 m V cos(w+ W)t + 1 m V cos(w - W)tooaooaoo2

8、2调制信号载波0上调幅波频带宽度B=2W下0-0+单音调制的调幅波的频谱通信电子线路-3限带信号(多音频的调制信号)的调幅波È 1 + Ât cos= VWwVmcostÍAM0nn0În= VÏ cos- W)t ¸È 1ÍÎ 212Âww+ Wwt +)t +mcos(mcos(Ì 00n0nn0nÓn= VÈ cos)t 1212wt + Â)t + Ânw+ Wcos( w- Wmcos(mÍ00n0nn0nÎnB =

9、 2 W信号带宽max载波调制信号mmaaxx0调幅波上边带下边带0-max0+maxwo通信电子线路-3调幅波并不是一个简单的正弦波，包含有三个频率分量：(wÏ 载波分量) : 不含传输信息0Ô 上(w+ W ): 含传输信息分量分量Ì0Ô下(w- W ): 含传输信息Ó0调幅波下上0-0+由图看出调幅过程实际上是一种频谱搬移过程，即将调制信号的频谱搬移到载波附近，成为对称排列在载波频率两侧的上、下，幅度均等于1 m2Vao通信电子线路-3已调幅波的频带宽度对于单音信号调制已调幅波，从频谱图上可知其占据B=2W或 B=2F (W=2pF)，的

10、频带宽度调幅波下上0-0+对于多音频的调制信号，若其频率范围是Fmin-Fmax，则已调信号的频带宽度等于调制信号最高频率的两倍 。= 2( Wmax= 2FB)(HZ)AMmax2p上边带下边带max0-max0+maxwo通信电子线路-34.普通调幅波的功率关系V 0v (t) = V (1+ m cosWt) cos w toaom am aVV002如果将普通调幅波输送功率至2电阻R上，则载波与两个得出如下的功率：2将分别0w0+ Ww 0 - W0w1 V=PoT o 载波功率:2R 2Ê 1Ám Vao1214˯Rma 2 PoTPSB1

11、= PSB2=上或下:2在调幅信号一周期内，AM信号的平均输出功率是1= P+ P= (1 +m )P2PAMoTDSBaoT2通信电子线路-34.普通调幅波的功率关系V01= P+ P= (1+m2 )PPmamaAMoTDSBaoT2VV0022当ma1时，PoT(2/3)Po；0w0+ Ww0 - W0w当m 0.5时，P(8/9)P；aoTo载波本身并不包含信号，但它的功率却占整个调幅波功率的绝大部分。从调幅波的频谱图可知，唯有它的上、下边带分量才实际地反映调制信号的频谱结构，而载波分量仅是起到频谱搬移的作用，不反映调制信号的变化规律。通信电子线路-3例6-12V已知已调幅信号的频谱图

12、。1)2)写出已调信号电压的数学表：计算在电阻上消耗的边带功率0.3V0.3V和总功率以及已调波的频带宽度。999.9 103解：1)1000.1f(kHz)Ï1ÔmaVo = 0.3V fi m= 0.3根据频谱图知Ì 2aÔÓVo = 2V因此vAM(t)=2(1+0.3cos2p¥102 t)cos2p¥106t(V)。21 V1 o2=¥ 2= 2(W)2)载波功率POT2R2=m P= 1 ¥ 0.32 ¥ 2 = 0.09(W)12双边带功率PDSBaoT22= PoT+ PDSB=

13、 2 + 0.09 = 2.09(W)PAM总功率= 2F = 200B AM已调波的频带宽度(Hz)通信电子线路-31.抑制载波的双边带调幅波为了克服普通调幅波效率低的缺点，提高设备的功率利用率，可以不载波，而只边带信号。这就是抑制载波的双边带调幅波(DSB AM)其数学表V(t) = 1 m V cos(w + W)t + 1 m V cos(w - W)tDSBaooaoo22VDSB (t) = Vo cosWt coswot其所占据的频带宽度仍为调制信号频谱中最高频率的两= 2Fmax倍，即BDSB通信电子线路-3抑制载波的双边带调幅波的波形与频谱调制信号载波wWo上下DSB信号的包

14、络正比于1=m2PP功率AMaoT2V W cos W t通信电子线路-32. 单边带调幅波上下上可以只与下的频谱分量对称含有相同的信息。也单个边带信号，称之为单边带通信(SSB)。V(t) = 1 m V cos(w + W)t其表：aoo2或V(t) = 1 m V cos(w - W)taoo2其频带宽度为：BSSB = Fmax通信电子线路-3单边带调幅波的波形单边带调幅波的频谱v W= V W cosW tv 0 = V 0cos w 0 t下V(t) = 1 m Vcos(w- W)taoo2通信电子线路-3单边带信号电压表载波被抑制双边带调幅波普通调幅波mV0 cos(w0 +

15、W)t a2(或 ma V cos(w - W)t)002vo波形图tma =>1频谱图2( W )2( W )2p2p( W ) 2p信号带宽1 m V2 a 0mw0-Ww0+W1 m V2 a 0mw0-Ww0+Ww0-Ww0+WV0(1+ ma cosWt)cosw0tmaV0 cosWtcosw0t表6-1三种振幅调制信号通信电子线路-33.残留边带调幅残留边带调幅(记为VSB AM)它在发射端一个完整的边带信号、载波信号和另一个部分被抑制的边带信号。这样它既保留了单边带调幅节省频带的优点，且具有滤波器易于实现、解调电路简单的特点。在广播电视系统中图象信号就是采用残留边带调幅。

16、0.75MHz0.75MHz6MHz50%fcf 中频0.75MHz 6.25MHz f6.25MHz1.25MHz(a) 广播(b) 电视接收系统中频滤波器特性系统发端滤波器特性通信电子线路-36.3振幅调制方法与电路6.3.1概述调幅波的共同之处都是在调幅前后产生了新的频率分量，也就是说都需要用非线性器件来完成频率变换。原理框图如下：vW(t)v DSB(t)v SSB(t)vW(t)v(t)v(t)WDSBv(t)AMw0+W或w0WV0(t)wov o(t)vo(t)(a) 普通调幅波实现框图(b) 抑制载波的双边带调幅波(c) 单边带调幅波实现框图带通带通通信电子线路-3按调制电路输

17、出功率的高低可分为：平调幅电路一般置于发射机的最后一级，是在功率电平较高的情进行调制。低电平调幅电路一般置于发射机的前级，再由线性功率放大器放大已调幅信号，得到所要求功率的调幅波。通信电子线路-36.3.2低电平调幅电路v D+1. 简单的二极管调幅电路调制信号和载波信号相加后， 通过二极管非线性特性的变换，在电流i中产生了各种组合频率分量，+iv+WLCv o+Rvo二极管调幅电路将谐振回路调谐于0 ，便能取出0和(0± W )的成分，这便是普通调幅波。(1)调幅二极管信号较小时的工作状态i = a+ a v+ a v 2 + a v 3 +L01D2D3Dv D ª v

18、 0 + v W = V0 cosw0t + VW cos W t当vD很小时，级数可只取前四项通信电子线路-3利用三角公式展开，并分类整理，可得i = a 0 + a1V0cos w0 t + VWcos Wtϸ1214121 + cos 2w t) + V V cos(wt+V (+ W)t+ cos(w- W)V (1 + cos 2Wt)22+ aÌ0WW20000ÓÏV (3 cos w t + cos 3w t)3+ aÌ3000Ó323V V cos Wt + 1 cos(2w+ W)t + 1 cos(2w

19、- W)t+20W0022V V cos w t + 1 cos(w+ 2W)t + 1 cos(w- 2W)t+220W000222¸14()33 cos Wt + cos 3WtVW通信电子线路-3i = a+a (V cosw t +VcosWt) +a (V cosw t +VcosWt)2WW0100200+a (V cosw t +VcosWt)3W300+ a23 a43 a232a V+V+2+ V2 )V Va(Va23 0 W1 03 0W0022Va3032V0343232a1VW +a3VWa3V0 VW43434a222V2V21a Va V Va V Va

20、 VV320W30Wa3VW20W30WW43 a V V3 a422V V3 0 W3 0W403w- W 2w0 + W2w0W 2W3Ww- W w0+ Ww02w0w + 2Ww- 2W0000通信电子线路-3如果静态工作点和输入信号变换范围选择合适，非线性器件工作在满足的区段。i = a +a (V cosw t +VcosWt) +a (V cosw t +VcosWt)2WW0100200a3a2a V + 3 a V+ 3 a V V+ a22332VV22 )(V+ Va30W1 030042W000224a V+ 3 a V+ 3 a V32V1W3W30W423 a V3

21、 a Va222V212Va V Va V VV3a3VW20W30W20W30W44W43 a V V3 a V V223 0 W3 0W4402w0 - W 2w0 + W3w W 2W3Ww- W w0+ Ww2w00w + 2Ww- 2W0000通信电子线路-3经分类整理可知：w0 ± W是我们所需要的上、下。这对是由平方项产生的，故称为调幅。其中最为有害的分量是 w0 ± 2W项。经滤波后调幅器数学表:+ W)t + cos(w0v(t) = a1V0 cos w0t + a2V0 VW cos(w0- W)t2av(t) = a V 1+Vcos Wt2a1W1

22、= 2a2mV调幅器的调制度：Waa1通信电子线路-3(2).平衡调幅器平衡调制是由两个简单的二极管调幅电路对称连接组成。载波成分由于对称而被抵消，在输出中不再出现，因而平衡调制器是产生DSB和SSB信号的基本电路。Tr1 1:1¥2Tr2 2¥1:1。D1RDvW+v2RLWi1+voRD+i2vW2RLTr3D2vo平衡调制器原理图及其等效电路单管调幅器频谱中所含的直流分量、载波分量以及载波的各次谐波分量，在平衡调制器里都被抑制掉了。iL+v+ viWD11+vWvD2+i2D2+通信电子线路-3如果要获得抑制载波的双边带信号，观察输出电流表示式i = a +a (V

23、cosw t +V cosWt) +a (V cosw t +V cosWt)2WW10100200i = a +a (V cosw t -V cosWt) +a (V cosw t -V cosWt)2WW20100200i = i1 -i2vo = (i1 -i2 )R总的输出电流总的输出电压平衡调幅电路a 3a 23 a43 a2a 222332a V +V+VV0VV22 )a+(V+ V3 0 W1 03 00W00243432a V+a V+32Va V1 W3 W3 0W3 a3 aa 222V2V21a V Va V VVVV3a 3V W2 0 W0W2 0 W33 0W4W

24、443 a43 a422V VVVW3 0 W3 002 w 0 - W 2 w 0 + W3w 0W 2 W 3W- W w 0+ Ww 0 + 2 Ww 0w 0 - 2 W w 02 w 0通信电子线路-3抑制载波的双边带信号波形，它有两个重要的特点：T r1 1:1 ¥ 2T r22 ¥ 1:1 v Wi LT r3 平衡调制器输出的电压波形v o（1）它虽然是调幅波，但因失去了载波，因而包络不能完全反映调制信号变化的规律，这就给以后的解调工作带来；(2)普通调幅波的高频振荡是连续的，双边带调幅波在调制信号极性变化时，它的高频振荡的相位要发生180°的突变

25、， 这是因为双边带波是由v0和vW相乘而产生的。平衡调制器的重要优点就是有效地抑制了载波，其条件是Tr1和Tr2对中心抽头来说必须严格对称，D1，D2两管的特性完全相同。实际上，这是很难做到的。如果电路稍有不平衡，载波电压就会泄漏到输出端。+ v+ viWD11+ v Wv D2 +i2D 2+通信电子线路-3平衡开关调幅器在大信号情况应用时，依靠二极管的导通和截止来实现频率变换，这时二极管就相当于一个开关。满足V0 >> VW的条件时，二极管的通、断由载波电压决定。输出调幅波有用电流分量2pVco s(w- W )t + W )t + cos (w=igw 0 ± WD

26、W00平衡调制器输出的电压波形通信电子线路-3i = v DS(t) = avS(t)1.单管开关调幅器DRDS(t) = 1 + 2 cos w t -2cos 3w t + L00p3p2)Ê 1 + 223pcos3w t +L)i = a(V cosw t +-Á 2000pË= aÏ1V cosw t + 1 VcosWt + V0VW(1 + cos2w t) +w + W)t + cos(w- W)tcos(Ì2W00000pp2ÓVV-0w t + cos2w t -0w + W)t + cos(3w - W)tLco

27、s4cos(300003ppcosw0tVW cosWt通信电子线路-3= v 0 + v W= v 0- v Wv D1v D22.令二极平衡开关调幅器通时的电导1=gDDR1RDD故通过二极管的电流为：+vW2RLi1+i 1=g D v D 1 S ( t )i 2=g D v D 2 S( t )vo+vi2R2WLRDi L = i1 - i 2 = 2g Dv WS(t)D2= VWm cos Wt将S(t) 和 v W代入，得输出电流为cos WtÈ 1 + 2 cos w2i= 2gt -cos 3w t + LVÍÎ 2DWmL00p3pVcos

28、 Wt + 2g DV cos(w+ W)t + cos(w- W)t= gDWW00p- 2g DV cos(3w+ W)t + cos(3w- W(t) + LW003p通信电子线路-3i L = i1- i 2= 2g Dv WS(t)电流波形tvo电压波形t通信电子线路-3平衡调幅器的一种实用电路vD1TT+r1r2Tr1:1¥22¥1:1i1D1+R147C2vv2/5pRiLoutvW0.0103v02.2kC12/5pvR2470C3i2Tr3+vWD2vD2+原电路vo调制电压单端输入，边带信号经调谐于载频的回路单端输出，电路中C1接地为边带信号提供交流通路

29、；R1和R2配合电位器R3来平衡二极管正向特性的不对称；C2和C3的作用是平衡二极管反向工作时结电容的不对称。+v+ v WD1i1+vWvD2+i2D2+通信电子线路-33.环形调制器D1TiTLr2r1+v WD4D3在平衡调制器的基础上，再增加两个二极管，使电路中4个二极管首尾相v WRL+vWv W2¥1:12¥1:1D+2接环形，这就是环形调制器。v0v0环行调制器原理图D1Tr2Tr2Tr1Tr1iLKD4i1+vWRRLiL1L+v W2¥1:1i22¥1:2¥1:12¥1:1D2v0+0(b)(a)环型调制器等效电路i

30、L1i4+v Wv+i3WD31+v通信电子线路-3= i1 - i2 = 2gDv W S (t)= i3 - i4 = 2g Dv W S (t)iL 2iL1iL=iL1+iL2iL = iL1 + iL 2 = 4g Dv W S (t)环形调制器输出电流的有用分量:iw ±W4pgDVWcos(w0+W)t+cos(w0W)t=0振幅比平衡调制器提高了一倍，并抑制了低频W分量，因而获得了广泛应用。通信电子线路-34.模拟相乘器调幅电路v 0 (t) = kv1 (t)v 2 (t)模拟相乘器的输出电压与输入电压的关系为如果v1(t)为高频载波 V0 (t)，v2(t)为低频

31、调制信号VW (t)(t) = kV Vcosw t cosWt = 1 kV V cos(w+ W)t + cos( +)t则输出电压v0W0W00002抑制载波的双边带调幅信号。如果在调制信号v2(t)上叠加一直流电压，则可以得到普通调幅信号的输出v 0 (t) = kV0 cos w0 t(VDC + VW cos Wt)cosw t + 1 kV V+ W)t + 1 kV V= kV Vcos(wcos(w- W)t0W0Wm0DC00022调节直流电压VDC的大小，可以改变调幅系数ma的值。通信电子线路-3普通调幅电路V+15Vvc vxos vW10kW4C8 BG314912o

32、ut5.1kWvo带通滤波器用BG314实现普通调幅叠加在调制信号v W (t上)的直流电压V0是通过电源电压(+15V)和电阻(10kW)、可变电阻(5.1kW)获得的。调节可变电阻即可改变ma值，应使ma<1。图中的L、C组成最简单的带通滤波器(可看成是相乘器BG314的负载)，抑制无用频率分量。Lv通信电子线路-3用MC1596G实现调幅的电路+12V1kW1 kW0.1mF1kW233.9kW3 .9kW51W6信号输出vAM(t)7300mV 载波80.1mPMC1596G0.1mF1调制信号40 mV491056.8kW50kWma 值调节-8v为了获得合适的直流电压V0，以

33、调节ma大小，在输入端 的1、4之间接入了两个750W电阻，50kW的电位器(也称调零 电路)。一般要求输入载波信号在(100400)mV，调制信号在(1050)mV，以避免已调信号失真。输出端也可以加带通滤波器，抑制无用频率分量的输出。750 W750W5 1W5 1W通信电子线路-3用MC1496实现调幅的电路它是一个四象限模拟乘法器的基本电路，电路采用了两组差动对由V1V4组成，以反极性方式相连接， 而且两组差分对的恒流源又组成一对差分电路，即V5与V6，因此恒流源的电压可正可负，以此实现了四象限工作。D、V7、V8为差动放大器V5与V6的恒流源。进行调幅时，载波信号加在V1 V4的输入

34、端，即引脚的、之间；调制信号加在差动放大器V5、V6的输入端，即引脚的、之间，、脚外接1K电位器，以扩大调制信号动态范围，已调制信号取自双差动放大器的两集电极（即引出脚、之间）输出。通信电子线路-3用MC1496实现调幅的电路通信电子线路-3单边带通信优点:1. 节约频带2. 节省功率3.受条件影响小,抗选择性能力强4.提高了信噪比缺点:单边带通信设备复杂、价格昂贵，收发信机需要很高的频率稳定度及其它技术措施。通信电子线路-3产生单边带信号的方法v DSBwo±WvSSBwo+W(1) 滤波法单边带vW(或)w0W输出v0www0Wmaxw0w0w0+Wmaxw0+Wmax滤波器法实

35、现单边带调制DSB信号经过带通滤波器后，滤除了下边带，就得到了SSB信号。由于w0>>Wmax，上、下边带之间的距离很近，要想通过一个边带而滤除另一个边带，就对滤波器提出了严格的要求。带通滤波器通信电子线路-3实际滤波器法单边带发射机方框图f2±(f2+f1+F)f2+f1+Ff2±(f1+F)f ±F音频f +F11F1F2F3Ff +F0f1+f2+f3+F=f0+F问题：为什么不用倍频的方法来提高单边带的载波频率?必须强调指出，提高单边带的载波频率决不能用倍频的方法。因为倍频后，音频频率也跟着成倍增加，使原来的调制信号变了样，产生严重的失真。这是

36、绝对不允许的。f3OSC3f2OSC2f1OSC1强放BM3BM2BM1通信电子线路-3I100kHz0.33kHz语言信号I路I100kHIIIIIIIIIII103253 353453253kHz1500kHzII下边带 1.53MHz (间隔1kHz) 36MHz(间隔2kHz) 612MHz (间隔4kHz)III 17533253kHz 36066606kHz 731213312kHz 353kHz 706kHz 1412kHz97 99.7kHz100kHz100kHz语言信号II路频率低放器II100kHz0.33kHz100kHz下边带滤波器环形调幅器IkHz强放LC滤波器平衡

37、调幅器LC滤波器环形调幅器z100.3相加网络上边带滤波器环形调幅器低放通信电子线路-3(2) 相移法相移法是利用移相的方法，消去不需要的边带。图中两个平衡调幅器的调制信号电压和载波电压都是互相移相90°。v1 = V sin Wt sin 0t调制信号V =VsinWtsinw t平 衡10调幅器 AV0sinWtV0sinw0t载 波振荡器调制信号 90°移相网络载波 90°v3合 并网 络移相网络V cosw t单边带00输 出= 1v 2=VcosWtcosw0tV0cosWt平 衡调幅器 B-)t- cos(0+)tVcos(02v 2 = V cos

38、t cos 0t相移法单边带调制器方框图= 1 V cos(- W)t + cos(w+ W)t002因此，输出电压为v3 = K(v1+ v2 ) = KV cos(w0 - W)t通信电子线路-3这种方法原则上能把相距很近的两个带，而不需要多次重复调制和复杂的滤波器。但这种方法要求调制信号的移相网络和载波的移相网络在整个频带范围内，都要准确地移相90°。这一点在实际上是很难做到的。通信电子线路-3(3) 修正的移相滤波法v1=sinWt sinw1tv3= v0×v2 =sinw2t× cos(w1-W)t×v¢1=cos(w1W)tv1=vWv低通滤波器BM1BM3v=sinw1tv0=sinw2tsin( w 2± w1 ) m W t音频输入VW(t)=sinWtv3±v4BM-平衡调幅器90°移相网络90°移相网络合并网络SSB 输出v¢=cosw1tv0¢=cosw2tv2= vv ¢低通滤波器BM2BM4v¢2=sin(w1W)tv2=sinWt cosw1tv4=v0¢× v¢2=cosw2t × sin(w1W)t这种方法所需要的90°移相网络工作于固定