用于LTE接收机的MMSE-FDE均衡算法

1、用于LTE接收机的MMSE-FD均衡算法MMSE-FDEEqualizationAlgorithmforLTEReceiverWANGLianyoul,2,LUZhimaol,SHIDai2(1.CollegeofInformationandCommunications,HarbinEngineeringUniversity,Harbin,150001,China;2.StateKeyLaboratoryofWirelessCommunications(CATT),Beijing,100083,China):AccordingtothecharacteristicsofLTEuplinkSIM

2、Oreceiver,theMMSE-RISICequalizerissimplifiedandtheMMSE-FDEequalizerisgained.Allstepsofthisequalizerperforminfrequencydomain,thecomplexityofalgorithmdecreasesharply.Throughsimulationincomputer,theresultshowsthatMMSE-FDEequalizerremovessometheinter-symbol-interference(ISI)introducedbytheMMSEequalizeri

3、nEPAandEVAchannelwhicharethecommonchannelsin3GPPLTEprotocol,andtheabilityofthesystemisimprovedobviously.Keywords:LTEsystem;uplinkSIMO;MMSE-FDEequalizer;inter-symbol-interference0引言LongTermEvolution(LTE)上行传输方案米用带CyclicPrefix(CP)的Single-CarrierFrequencyDivisionMultipleAccess(SC-FDMA方案1,其最大的优点之一就是可以进行低

4、复杂度的频域均衡。然而，传统的两种线性均衡算法ZeroForce(ZF)和MinimumMeanSquareError(MMSE)都有着自身的不足,ZF均衡在频率选择性信道中，尤其是信道具有频域上的深衰落极点时会放大噪声，使性能严重下降。MMS均衡虽然限制住了噪声的放大，却也引入了一部分干扰2。文献3提出的MMSE-ResidualISICanceHation(MMSE-RISIC)均衡器，其思想就是消除MMS均衡的残留码间干扰，在IEEE802.16的SC-FDE系统中仿真，比较有效地消除了MMS均衡器残留的码间干扰。本文对MMSE-RISIC算法进行简化，形成一种新的均衡器，因其全部处理过

5、程都在频域处理，故称之为MMSE-FDE(FrequencyDomainProcession)算法。并且在LTEULSIMO1X2环境下进行了仿真验证，仿真结果证实了MMSE-FD均衡算法在LTE最常见的EPA和EVA信道下性能比MMSE均衡有较明显的提升。1 LTE上行接收机模型整个LTE上行接收机系统框图如图1所示，接收到的时域信号r去掉CP,经过FFT运算，去掉在频域添加的Guard变为R,DMRS和数据分开，DMRS进行信道估计和信噪比计算，估计到信道的传递函数和信噪比1/SNR,然后经过均衡器得到频域的软比特数据4o经IFFT运算还要经过一系列步骤的处理才得到最后的媒体接入层(MAC

6、)向物理层(PHY)传输的数据。图1LTE上行基站接收系统框图2. 适合LTESC-FDMASIMO勺MMSE-FD均衡算法3. 1MMSE-FDE均衡算法结构文献提出的MMSE-RISIC匀衡方式，在MMS均衡输出并判决出时域信号后，经过FFT运算得到频域形式，然后通过反馈函数B估计出码间干扰，并转化为时域形式后，在时域进行-操作，以消除码间干扰。这是一种比较简单的判决反馈均衡器的方法其框图如图2所示。图2IEEE802.16的SC-FDE下的MMSE-RISIC框图但是，其实数据信号、传递函数1,2都是频域数据，在信道估计得较准确的情况下，可以在不进行时域判决的情况下在频域直接进行反馈处理

7、，这样可以大大降低算法的复杂度，减少IFFT和FFT运算，更方便于DSP实现。于是得到了MMSE-FD均衡器的框图如图3所示。图3MMSE-FD框图4. 2LTESIMO1X2下MMSE-FD反馈函数B的计算当前标准_11£上行SC-FDMA，SIMO结构，即传输分集。以两天线为例，对于LTE上行SC-FDM/SIMO接收系统下的频域MMSE均衡算法有：=*lRl+*2R212+22+l/SNRMMSE式中:R1是接收机天线1接收到的数据；R2是接收机天线2接收到的数据;1是由信道估计出发射天线到接收天线递函数；一1/SNRMMS估计出的是信号噪声功率比的倒数。1的信道=*lRl+*

8、2R212+22+l/SNRMMSE=-1/SNRMMSE12+22+1/SNRMMSE+传递函数;2是信道估计出的由发射天线到接收天线2的信道传*lNl+*2N212+22+l/SNRMMSE由此式得出MMS均衡后输出残留的码间干扰部分=-1/SNRMMSE12+22+1/SNRMMSE根据上式，得到MMSE-FD均衡器的反馈函数：B=-l/SNRMMSE12+22+l/SNRMMSE3测试过程及结果4.1 测试信道环境选择3GPFLTE标准中最常见的ExtendedPedestrianA(EPA)和ExtendedVehicularA(EVA)信道模型作为测试信道，多普勒频移分别为5Hz,

9、30Hzo所以简称两种信道为EPA-5和EVA-30信道。表1是两种信道的参数表6o采用这两种测试信道进行MMSE-FD算法和MMS均衡的性能比较。接收机系统如图1所示。10MHz带宽下，调制方式16QAM,FFTsize1024,CP长80或72(symbol1和symbol7的CP长80,其他symbolCP长727),有效子载波数为600。信道估计采用性能优良的DFTbased算法,Turbo译码迭代2次,单用户单发射天线双接收天线。表1EPA信道和EVA信道参数表路径EPA-5信道EVA-30信道多径时延/ns归一化功率/dB多径时延/ns归一化功率/dB100.000.0230-1.030-1.5370-2.0150-1.4490-3.0310-3.65110-8.0370-0.66190-17.2710-9.17410-20.81090-7.081730-12.092510-16.93.2测试结果误码率曲线EPA-5信道环境下的输出误码率曲线比较如图4所示,EPA-30信道环境下的输出误码率曲线比较如图5所示。图4EPA-5信道环境下的输出误码率曲线比较图5EVA-30信道环境下的输出误码率曲线比较4结语由以上的仿真测试结果可知，MMSE-FD均衡的性能还要