磁悬浮列车的电流型控制辅助电源设计

1、磁悬浮列车的电流型控制辅助电源设计姓名：XXX部门：XXX日期：XXX磁悬浮列车的电流型控制辅助电源设计前言1开关电源需要对被控输出变量采用闭环控制,以使系统对输入电压变化或负载电流变化能及时调节,并具有期望的动态响应。传统的开关电源大都采用电压型控制,即只对输出电压采样,并作为反馈信号实现闭环控制,以稳定输出电压。在其控制过程中,电感电流未参与控制,是独立变量,开关变换器为二阶系统,有两个状态变量,即输出滤波电容的电压和输出滤波电感的电流。二阶系统是一个有条件的稳定系统,只有对误差放大器补偿网络进行精心设计和计算,才能保证系统稳定工作。由于开关电源的电流都要流经电感,将使滤波电容上的电压信号

2、对电流信号产生90°延迟。因此,仅采用采样输出电压的办法,其稳压响应速度慢,稳定性差,甚至在大信号变化时会产生振荡,从而损坏功率器件。采用电流型控制的开关电源是一个双闭环控制系统,针对电压型控制的缺点,电流型控制既保留了电压型控制的输出电压反馈,又增加了电感电流反馈，而且这个电流反馈就作为PWI®制变换器白斜坡函数，从而不再需要锯齿波发生器,使系统的性能具有明显的优越性。由于反馈电感电流的变化率di.dt直接跟随输入电压和输出电压的变化而变化,电感电流的平均值正比于负载电流。电压反馈回路中,误差放大器的输出作为电流给定信号,与反馈的电感电流比较,直接控制功率开关通断的占空比

3、,使功率开关的峰值电流受电流给定信号的控制。电流型控制方法的特点如下:(1) 系统具有快速的输入、输出动态响应和高度的稳定性;(2) 很高的输出电压精度;(3) 具有内在对功率开关电流的控制能力;(4) 良好的并联运行能力。目前,随着电流型控制集成控制器的出现,电流型控制技术越来越多地被应用于实际的设计当中。虽然电流型控制较电压型控制有许多优点,但是对于检测固定频率、峰值电流的变换器而言,电流型控制仍然存在着一些不足,主要表现在以下几点:(1) 存在一定条件下抗干扰能力差的问题。如果电感电流上升率不够大,电路的分布电容会引起开通电流尖峰,可能会造成开关管突然关断,造成次谐波振荡(Subharm

4、onicOscillation)。在没有斜坡补偿情况下,当占空比大于50%时,次谐波振荡将会发散,造成系统的不稳定。(2) 控制信号与开关管电流有关,因此,功率级电路的振荡会给控制环带来噪声。(3) 电感峰值电流与平均输出电流有误差。电流控制模式采用斜坡补偿后,上述部分问题都能得到满意的解决,并且不影响其优势的发挥。2电流型控制变换器的斜坡补偿2对于任何固定频率的电流型控制变换器,当占空比超过50%时,不论电压反馈环的状态如何,电流内环都是不稳定的。由于占空比不能取得很大,对输入电压的限制就变得很严格。而加入斜坡补偿后,对于任何占空比,系统都可以稳定工作。图1为电流型控制变换器电感电流iL的波

5、形,iL受到误差电压Vc的控制。如果在电感电流iL上产生了扰动$i0,当占空比D50附(如图1(a)所示),$i1将逐渐减小，即$门$10;当D50%图1扰动情况下电感电流波形时(如图1(b)所示),$i1将逐渐增大,即$11$10。给出相应的数学表达式：$i1=-$i0m2m1(1)式中ml-电感电流上升斜率；m2电感电流下降斜率。此时,引入一个斜坡补偿,从误差电压减去这个补偿斜坡或将补偿斜坡加到电流波形上。于是，有$i1=-$i0m2+mm1+m(2)由于要使系统在任何占空比下都能稳定工作,必须满足$i1$i0。因此，由D=1得补偿斜坡斜率：m-12m2(3)所以，为了保证电流环稳定，补偿

6、斜坡的斜率m必须大于电感电流下降斜率m2的一半(见图1(c)。3磁悬浮列车辅助电源设计实例311电路结构在设计磁悬浮列车辅助电源时,采用反激式电流型控制变换器拓扑结构,电路图见图2。图2反激式电流型控制辅助电源电路电路主要参数为：输入电压Vin=70120V;输出电压Vo=5V(A组输出)，±15V(B、C组输出)；最大占空比D=0.44;开关管开关频率fs=20kHz;A组输出滤波电感L3=100LH;A组输出滤波电容C11=470LF3.2 高频变压器设计在设计实例中,高频变压器的计算是设计工作的核心。设计时,要保证电源的调整率和对线圈的漏感要求,还要对高频变压器的外形尺寸及成本

7、进行综合考虑。选择磁心材料为R2kB.M,E140.12型磁心,R2kB.M材料的饱和磁感应强度Bsa=0.48T。为了使变压器工作在低磁损状态,选工作最大磁通密度Bmax=13Bsa高频变压器设计参数为:饱和磁感应强度Bsa=0.48T;工作最大磁通密度Bmax=13Bsa=0.16T;磁心有效截面积Ae=1.44cm2;窗口面积Ac=31108cm2空气隙长度Lg=01103cm变压器初级绕组L1匝数N1=96匝；自馈绕组L2匝数N2=21匝;5V直流输出绕组L3匝数N3=8匝；±15V直流输出绕组L4、L5匝数N4=N5=2(ffio为了使变压器绕制完成后,有很小的漏感,采用分

8、层绕制,最内层为初级绕组线圈的一半,并由抽头引出,然后分别绕制次级各绕组线圈,再将初级绕组的另一端由抽头处绕完。最外层为自馈绕组。3.3 斜坡补偿实现3在电流型PW腑制变换器UC384井，误差电压(误差放大器的输出)与原边电流经PW脏制变换器比较，产生控制电压。误差电压减去补偿斜坡的斜率或在PW腑制变换器的原边检测电流输入端(pin3)加上补偿斜坡斜率,作用是相同的,都是减小脉冲宽度,即减小占空比。相比之下,更为方便的办法是将补偿斜坡斜率加到PW腑制变换器的电流输入端。在定时电容CT(pin4)上可获得部分振荡波形,将该振荡波形与原边电流电阻性地相加，相加的结果输入到PW槛制变换器的电流检测输入端。当取斜率补偿量M=0.75,R5=3308时，计算得Rsl=3.2k8。3.4 开关管栅极驱动电路3为了防止由外部寄生参数引起的驱动电流振荡，可以在PW脏制变换器的UC384獭出(pin6)与MOSFET极之间串入一个限流电阻，以限制驱动电流的峰值。在实际应用中，电路寄生参数的影响非常重要。通常MOSFE的源极电感与分布电感相比是很小的。即使印制电路板布局及走线非常考究,走线引