移相全桥参数计算

1、1、介在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。这个应用程序的目的是设计报告审查的600惟相全桥变换器在电力系统中，利用TI的新UCC2895够相全桥控制器，并基于典型值。在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。表1设计规范描述最小值典型值最大值输入电压370V390V410V输出电压11.4V12V12.6V允许输出电压瞬变600mV加载步骤90%输出电压600W满负荷效率93%电感器切换频率200kHz2、功能示意图3、功率预算为

2、满足效率的目标，一组功率预算需要设定。4、原边变压器计算T1变压器匝比（a1）:|估计场效应晶体管电压降（VRDSON）:基于最小指定的输入电压时70好勺占空比选择变压器。基于平均输入电压计算典型工作周期（DTYP）输出电感纹波电流设置为输出电流的20%需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值（LMAG）。下列方程计算主变压器（T1）的最低磁化电感，确保变频器运行在电流型控制。如果LMAGk小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式。这是因为磁化电流太大，它将作为PW收道?t没RS!的电流传感信号。图2显示了T1原边电流（IPRIMARY）和同步整流器Q序口Q曲流

3、对同步整流栅驱动电流的反应。注意I（QE）I（QF）也是T1的次级绕组电流。变量D是转换器占空比。计算T1次级均方根电流（ISRMS）:副边均方根电流（ISRMS1）当能量被传递到副边：副边均方根电流（ISRMS2）,当电流通过变压器，QEQFF通副边均方根电流（ISRMS3）引起的负电流在对方绕组随心所欲的时期，请参阅图2。副边总均方根电流（ISRMS）:计算T1原边均方根电流（IPRMS）:T1原边均方根电流（IPRMS1当能量被传递到次边T1原边均方根电流（IPRMS2）当转换器总T1原边均方根电流（IPRMS）此设计一个Vitec变压器被选中，型号75PR8107有一下规范测量漏原边漏

4、感：变压器原边直流电阻：变压器副边直流电阻：估计转换损失（PT1）是铜损的两倍。（注意：这只是一个估计，基于磁设计总损失可能会有所不同。）计算剩余功率预算：5、QA,QB,QC,QDFET选择本设计以满足效率和电压要求，20A650V,CoolMOSFETs英飞凌被选择QaQbQcQd场效应晶体管漏源电阻：场效应晶体管输出电容指定：电压drain-to-source(VdsQA),输出电容测量，数据表参数：计算平均输出电容2:Q面效应晶体管栅极电荷：激活栅场效应晶体管的门级电压：计算、敌失基于Rds和门QA重新计算功率预算：6、选择LS计算(LS)是基于实现零电压所需的能量切换。这个电感需要能

5、够消耗的能量开关的寄生电容节点。以下方程选择LS实现零电压在100须荷P$至50须荷的基础上初级场效应晶体管的平均总输出电容开关节点。注意：可能比估计的有更多的寄生电容在开关节点，LS估计可能需要调整根据实际寄生电容在最后的设计。为此设计一个26-pHVitec感应器被选为60PR964零件号码。有以下规格。LS直流电阻：LS古计功率损耗(PLS)和调整剩余功率预算：7、LOUT选择电感器设计为电感纹波电流20%LOUT):计算输出电感均方根电流(ILOUT_RMS):Vitec电感器电子公司2-出的电感，75PR108被选为这个设计。电感器有以下规范。输出电感的直流电阻：估计输出电感的损失(

6、PLOUT),重新计算功率预算。注意PLOUT!估计的电感器铜损的两倍的损失。注意基于磁生产可能会有所不同。建议最好仔细检查磁与磁生产损失。8、输出电容C输出电容器选择基于稳态和瞬态(VTRAN)负载要求。L改变满载电流的90%勺时间负载瞬变期间，大部分的电流会立即通过电容器等效串联电阻(ESRCOUT)下面的方程用于选择ESRCOUTCOUT基于90%电流的负载。选择ES密许瞬变电压的90%(VTRAN),当输出电容(COUT)由VTRAN)10%所选择。选择所需的输出电容也是前计算输出电容器均方根电流(ICOUT_RMS)满足我们的设计要求5个1500-式铝电解电容器的选择从曼联Chemi

7、-Con设计，零件号EKY-160ELL152MJ30S。这些电容器的ESR31他。输出电容的数量：总的输出电容有效输出电容ESR:计算输出电容器损耗(PCOUT):重新计算剩余功率预算：9、选择QEandQF为设计选择FETs总是尝试和错误。我们以满足电力需求的设计选择75v,120A-FETs,从Fairchild，型号FDP032N08这些FETs的下面特征。计算场效应晶体管平均输出电容(COSS_QE_AVG)基于数据表参数输出电容(COSS_SPEC)从COSS_SPEC测量的(Vds_spec)和最大的漏源电压在设计(VdsQE)将被应用到应用程序中的场效应晶体管。当QEQ厌断时，

8、电压场效应晶体管的电压：测试数据表上从场效应晶体管输出电容上指定的电压：从场效应晶体管数据表上制定的输出电容：QEQF:平均输出电容QEQ麴方根电流为了估计场效应晶体管开关损耗场效应，晶体管的Vg和Qg曲线数据表需要研究。首先是millerplateau开始时的gatecharge需要确定（QEMILLER_MIN）吉束时的gatecharge（QEMILLER_MAX）j了给定的VDS这个FET破计是为了驱动UCC27324勺4-A（IP）门限驱动电流估计场效应晶体管Vds上升和下降时间：估计QEQ的损失,pfffP&E=L_RM&K艮婀十3yLX（4+tJj+2xCgq.制

9、jXQqJ彳+2XQ瞪XVwrZjK（71）Poek93W（芯重新计算功率预算10、输入电容（C）如果这个转换器是设计用来390v输入，通常由PFC勺输出增加pre-regulator。选择的输入电容通常是基于交通阻塞和纹波的要求。注意：实现零电压所需的延迟时间可以作为一种责任周期夹（DCLAMP）计算槽频率：预计延迟时间：有效工作周期夹（DCLAMP）:V是最低输入电压当转换器仍然可以保持输出调节。转换器的输入电压只会拉低电压不足或line-drop条件,如果在这转换器是PFCpre-regulator后。C计算基于一种稳态周期循环计算高频输入电容器均方根电流（ICINRMS）o为满足该设计

10、的输入电容和均方根电流要求，我们选择330-f电容器从松下EETHC2W331EA这个电容器高频（ESRCIN）150mQ,这是测量阻抗分析仪在120H/口200Hz下测量的。计算C功率损耗重新计算剩余功率预算：有大约6.0W）勺功率预算离开电流传感网络，和偏置控制设备和所有电阻支持控制装置。11、设置电流传感网络CT,R,R,D为这个设计有一个选择的CT勺100:1比率（a2）在VINMIN下计算一般峰值电流（IP1）:原边电流峰值：峰值电流达到上限时的电压计算电流检测电阻（RS）并且预留200mVM坡补偿：选择一个标准电阻RS:对RS古计功率损耗：计算DAh的最大反向电压（VDA）估计达功

11、率损耗（PDA）:计算RSt置电阻器RRE:电阻器RREffi于重置当前变压器CT。电阻器RLF和电容器CLF成一个低通滤波器对当前信号（引脚15）o对于这个设计我们选择以下值。这个过滤器频率极低（fLFP）在482千赫。这应该工作大多数应用程序但也许适合个体的布局调整和EMI的设计。UCC28950VREF出（引脚1）需要高频旁路电容滤除高频噪音。这个引脚需要至少1F高频旁路电容（CBP1）。请参考图1适当的位置。电压放大器参考电压（引脚2,EA+）可以设置与分压器（RA,RB）,这个设计实例我们要设置误差放大器参考电压（V1）2.5v.选择一个标准电阻RB1,然后计算电阻RA直。设置电压放

12、大器参考电压：分压器由电阻器RCF口RI选择，设置直流输出电压（电压输出）引脚3（EA）。选择一个标准电阻器RC:计算R1然后选择一个标准的电阻：补偿反馈回路可以通过适当选择反馈组件（RF、C港口CP）。这些组件被放置尽可能接近UCC2895削脚3和4。计算负载阻抗负载（RLOAD）:10%控制输出传递函数近似（GCO（f）作为频率的函数：双极GC颜率：补偿电压回路2型反馈网络。下面的传递函数补偿增益作为频率的函数（GC（f）o请参阅图1为组件的位置。计算电压回路反馈电阻器（RF）基于交叉电压（fC）循环在第10个双极频率（fPP）。选择一个标准电阻RR计算反馈电容器（CZ）在交叉点的移相。选

13、择一个设计标准电容值。在2被FC勺地方放置一个极点选择一个设计标准电容值。环路增益作为频率的函数，以dB的形式。环路增益和相位图形检查循环稳定性理论循环。（图4）得了在约3.7kHz的阶段大于90度。注意：明智的做法是检查你的循环稳定性和瞬态测试和/或最终设计网络分析仪和调整补偿（GC（f）必要的反馈。限制在上升期间启动UCC289501软启动功能（引脚5）,应用程序设置软启动时间15ms（tSS）。选择一个标准电容器的设计。本应用笔记提供了一个固定延迟方法实现零电压从100项荷P至50%n载。当转换器操作低于50%ffl载转换器将在山谷切换操作。为了实现零电压切换开关节点上QBd勺FETsQ

14、A勺开机（tABSET）延迟，初步制定和QB需要基于LSW理论开关节点之间的交互电容。下面的方程用于设置tABSET1初。将LS设置输出电容的两倍计算槽频率：设置初始tABSE施迟时间，适当调整计划。注意：2.25tABSET方程的因素来源于实证测试数据，可能会有所不同基于个人设计差异。形成的电阻分压器RDA1RDA2定tABSET,tCDSETUCC28950延迟范围。选择一个标准RDA隹阻值。注意：tABSET之间可以编程30ns-1000ns。电压的ADL输入UCC28950（VADEL需要设置RDA基于以下条件。如果tABSET>155ns设置VADEL=0.2V,tABSET1

15、55ns和1000ns之间可以编程：如果tABSET<155ns设置VADEL=1.8V,tABSET可以编程29ns-155ns:基于VADE选择、计算RDA2:选择最接近标准RDA电阻值：重新计算VADELS于电阻分压器的选择：电阻器RDELAB由tABSET决定选择一个标准电阻的值设计：一旦你已经启动并运行原型建议你微调tABSETfc负荷的峰谷之间的共振LS和开关节点电容。在这个设计延迟设定在10项载。请参考图5。最初的起点Q用QD丁开延误（tCDSET）应该最初设置为相同的延迟，QAF口QB丁开延迟（引脚6）。以下方程程序Q前QD!通延迟（tCDSET）,通过适当选择电阻RDE

16、LCD（I脚7）。电阻R由t决定选择一个标准电阻器的设计：一旦你已经启动并运行原型建议微调tCDSE胱负载。在这个设计CD?点将山谷开关负荷在10吐右。请参考如图6所示。在轻负载获得零电压开关节点QD曲于容易多了反映了输出电流出现在主变压器的场效应晶体管QDF口QC&道/。这是因为有更多的峰值电流激励L舔此之前过渡，而Q保口QB道/。有一个可编程延迟岔道的场效应晶体管场效应晶体管Q筋道后QF（tAFSET）的岔道场效应晶体管QEQ陆，场效应晶体管QE道（tBESET）。好地方设置这些延误tABSET勺50%这将确保适当的同步整流器之前关闭AB零电压过渡。如果这个延迟太大将导致OUTEE

17、确和OUT不重叠，它将创建多余的身体二极管传导FETsfi化QE和QF。形成的电阻分压器RCA1RCA2tAFSE有口tBESE供定,UCC2895的延迟范围。选择一个标准RCA隹阻值。注意：tEFSETtBESET可以在32ns-1100ns之间设置。电压的ADELEF弓|脚UCC28950（VADELEF）需要设置RCA2基于以下条件。如果tAFSET<170ns设置VADEL=0.2V,tABSET可以编程32ns-170ns:如果tABSET>或=170ns设置VADEL=1.7V,tABSET170ns和1100ns之间可以编程：基于VADELEF选择、计算RCA2:选择

18、最接近标准RCA电阻值：重新计算VADELEF于电阻分下面的方程被用来计划tAFSEE口tBESETS过适当选择电阻RDELEF选择一个标准电阻器的设计。电阻器RTMIN®目最低工彳周期时间（tMIN）UCC28950（引脚9）可以需求在进入破裂模式。如果UCC2895腔制器试图要求责任周期的时间不到tMIN电源将进入爆发模式操作。详情请参见UCC2895数据表关于破裂模式。这个设计我们设置最低100nso设定的最低时间选择RTMIN1下面的方程。标准电阻的值然后选择设计。有提供销设置变换器开关频率（引脚10）o频率可以选择通过调整定时电阻RT,选择一个标准电阻器的设计。UCC289

19、5如提供了斜坡补偿峰值电流模式控制（弓I脚12）o这个可以设置通过设置RSUMB下面的方程。下面的方程将计算所需的量斜坡补偿（VSLOPE所需的循环稳定性。注意：磁化电流的变化在主dlLMAGI致斜坡补偿。帮助改善噪声免疫力VSLOP总设置有一个斜坡，等于最大值的10%目前感觉信号（0.2V）在一个感应开关。0.04VSLOFEI-02VXfs-MS(1-Dtyp)如果VSLOPE2<VSLOPE1设置VSLOPE=VSLOPE1如果VSLOPE2>VSLOPE1设置VSLOPE=VSLOPE2选择一个标准电阻器RSUM提高效率在轻负载UCC2895编程（DCM）引脚12,在轻负载关闭同步FETs条件的二次侧变换器（QE和QF）。这阈值设定电阻分压器由再保险和RG这DCMH直需要设置水平在电感电流不再生产。以下方程设置同步负载电流整流器岔道在15%左右。选择一个标准的RGfe阻值。重新计算电阻的值。选择这种设计标准电阻