高频课设论文-中波收发

1、一、 基本框图1、 发射机2、 接收机二、 总体方案1、 中波电台发射系统设计A、 克拉泼振荡器LC三点式振荡器，其中电容三点式振荡器的输出波形比电感三点式振荡器，输出波形好。为提高频率稳定度，可采用改进三点式振荡电路，如克拉波振荡电路、西勒振荡电路。此电路运用的是克拉泼电路（1）由于电容C3远小于电容C1、C2，所以电容C1、C2对振荡器的振荡频率影响不大，因此可以通过调节C3调节振荡频率；（2）由于反馈回路的反馈系数仅由C1与C2的比值决定，所以调节振荡频率不会影响反馈系数；（3）由于晶体管的极间电容与C1、C2并联，因此极间电容的变化对振荡频率的影响很小；所以克拉泼电路与普通的LC振荡电

2、路相比，更加稳定，甚至稳定度可达到10-3。所以选择克拉泼电路 设置静态工作点，使得Icq=15mA，偏置电压Ubq=1V左右，选用电源9V，电阻R1=20k，R2=120k，Rc=200在集电极用了L=10mH的高频扼流圈，有通直隔交的作用。在静态工作时，由于三极管工作于线性区，集电极电流非常小，可以视为短路，R1、R2串联分压，Ubq=9*R2/(R1+R2)=1.286V, 由于Icq=Ieq，Icq=(Ubq-0.7)/R3=3.93mA，满足要求，设置电容电感值，C1=700pF,C2=1000pF,C3=100pF,L=253uH,旁路电容C5=1uF，Ce=1 uF，旁路电容使交

3、流R2短路，来满足相位平衡条件，由于克拉泼振荡器的特点，C3<<C1、C2，则三极管极间电容对稳定度的影响较小，可以提高频率稳定度，可以提高到10-3量级.C总=(C1*C2*C3)/(C1*C2+C1*C3+C2*C3)=80.46pF振荡器频率f=1/(2*LC总)=1.116MHz,实际由于C1、C2的影响，频率会受到影响，实际测得频率为1.113Mhz。稳定度f=f/f=0.005/1.116=4.48*10(-3)可见，此电路满足条件。B、 射极跟随器（缓冲器）为了实现阻抗匹配，振荡器输出到调制电路需要一个阻抗匹配，否则调制电路的输入阻抗会影响到振荡器的起振、频率、电压等

4、参数，为避免直接耦合输入阻抗对前级的影响，这里需要用一个射极跟随器来实现阻抗匹配，我采用一个自举式的跟随器，能够实现很好的电压跟随，特点：输入阻抗大，电压放大倍数约为1。为了实现阻抗匹配，振荡器与下一级电路的级联，而使后一级电路对前级电路不影响，射极跟随器要求输入阻抗高，输出阻抗低的特点，共集电极射极跟随器，输入阻抗为：Ri=Ui/Ib=rbe+(1+)ReL 式中：ReL=Re/RL,rbe是晶体管的输入电阻，对低频小功率管其值为：rbe=300+(1+)(26毫伏）/（Ie毫伏），输入阻抗为Ri=Ui/Ii=Rb/Rio.由上式可见，射随器的输入阻抗要比一般共射极电路的输入阻抗rbe高（1

5、+）倍。C、 低频放大器（音频放大）由于实际语音信号很小，首先则需要一个声电转换器，将声信号转换成电压信号，但是电压信号的电压值很小，所以需要加一个低频小信号放大电路，这里采用的是uA741运算放大器，用此来实现低频放大。D、低频电压跟随模块为实现阻抗匹配，采用三极管射极跟随器即可满足低频跟随，采用共集电极电路即可满足要求。E、振幅调制模块此电路采用乘法器来实现 AM调幅，计划选用MC1496来实现,MCl496芯片是Motorola公司出品的一种具有多种用途的集成模拟乘法器，输出电压为输入信号和载波信号的乘积，可以应用于抑制载波、调幅、振幅调制、同步检测、调频检测和相位检测等，采用MCl49

6、6集成芯片设计振幅调制电路，比用分立元件设计振幅调制电路要简单得多。但由于multisim12.0软件中，并没有MC1496的集成芯片，所以，查阅了资料，画出MC1496的内部电路图如下：MC1496电路模块模拟乘法器是对两个模拟信号（电压或电流）实现相乘功能的有源非线性器件，主要功能是实现两个互不相关信号相乘，即输出信号与两输入信号相乘积成正比。它有两个输入端口，即X 和Y 输入端口。MC1496 是根据双差分对模拟相乘器基本原理制成的四象限的乘法器芯片，是调幅电路中的核心器件，但在仿真元件数据库中没有这个元器件。因此，可以在Multisim10 软件仿真平台的编辑窗口中创建MC1496 的

7、内部结构图，并设置相关选项，生成子电路后加入自定义数据库并保存2。创建MC1496 的内部结构图如图1 所示，Q1、Q2、Q3、Q4 组成双差分放大器，Q5、Q6 组成单差分放大器用于激励Q1Q4。Q7、Q8 及其偏置电路构成恒流源电路。引脚IO8 与IO10 接输入电压，引脚1 与4 接另一个输入电压，输出电压从引脚IO6 与IO12 输出。引脚IO2 与IO3 外接电阻，对差分放大器Q5，Q6 产生电流负反馈，可调节乘法器的信号增益，扩展输入电压的线性动态范围。引脚IO14 为负电源端或接地端，引脚IO5 外接电阻R5，用来偏置电流以及镜像电流。在实现调幅时载波信号加载在Q1，Q4 的输入

8、端，即IO8、IO10 管脚。调制信号加载在差动放大器Q5、Q6 即管脚IO1、IO4。IO2、IO3 管脚外接电阻，以扩大调制信号动态范围。已调制信号由双差动放大器的两集电极输出。接于正电源电路的电阻R6, R4用来分压，以便提供相乘器内部Q1Q4 管的基极偏压；负电源通过RP，R12，R13 及R9，R10 的分压供给相乘器内部Q5、Q6 管基极偏压，RP 为载波调零电位器，调节RP 可使电路对称以减小载波信号输出；R8,R14 为输出端的负载电阻，接于IO2、IO3端电阻R7 用来扩大U 的线性动态范围，同时控制乘法器的增益。偏置电阻R12使Io=2mA；R4、R5向8端口和10端口提供

9、偏压，8端口为交流地电位，51欧姆电阻为传输电缆特性阻抗匹配，两只750欧姆电阻与50KRp构成回路，用来对载波信号调零。Rp为载波调零电阻，其作用是调节MC1496的1和4端口的直流电位差为零，确保输出为抑制载波的双边带调幅波，如果4和1端口的直流电位差不为零，相当于普通调幅波。 载波信号由XFG1 提控C（t）=VcmcosCt 通过电容C1，C2 以及R5 加到相乘器的输入端IO8，IO10 管脚。调制信号由XFG2 提供（t）=Vcost，通过电容C4 及电阻R12,R9 加到乘法器的输入端IO1，IO4 管脚。输出信号经过C3 输出。输出普通调幅波或者双边单调幅波。而振幅调制的总模块

10、电路图如下：1. 普通调幅波 有载波振幅调制输入载波信号为1.0MHz，峰峰值为40mV。当调制信号峰峰值为0mV 时，调节平衡电位器RP使输出信号有载波输出，此时，输出信号的峰峰值为十几毫伏。再输入调制信号，其频率为6KHz，并加大其峰峰值，输出信号的幅度也发生变化，调制指数Ma在0-1之间，包络就是调制信号的波形Ma=（A-B）/(A+B),由下图算得ma=（30-14）/（30+14）=36.4%满足题中设计要求。如图所示：2调幅指数变化的波形 改变R8的阻值即可改变波形，改变调制指数Ma，下图是Ma接近于1时的波形和过调幅波形，下图从图中可以看出，已调波的包络形状与调幅信号不一样，产生

11、了严重的包络失真，在实际应用中应尽量避免，保证调幅系数在0 与1 之间。F、 高频放大器模块用于振荡器振荡电压的放大，用谐振回路作为负载，小信号放大，使之工作在线性区，甲类放大。用LC谐振回路作为负载，兼具阻抗变换和选频滤波功兼具阻抗变换和选频滤波功能，由于单级放大矩形系数较高，可以采用级联来降低矩形系数，从而达到更好的选择性。当级数大于3时，选择系数的改善不明显，可以选择两级放大,=4.66,选择性大大提高。虽然存在相位差，但约放大了50倍左右。G、 高频功率放大采用丙类放大，它将电源供给的直流能量转换成为高频交流输出。实现功率放大，选频网络实现选频，去掉不需要的谐波分量和噪声，这就要求选频

12、网络选择系数要好。采用两级进行功率放大，都工作在线性区，使得功率放大提高。但有缺点就是效率不高。首先设置静态工作点，使得两个放大器工作在线性区，由于三极管基极电流很小，可以认为R1、R2串联分压，Ubq=12/(R1+R2)=2.4V>0.7V,Icq(Ubq-0.7)/(R5)=1.7mA,没有超过三极管的最大工作电流，电压大概放大250倍左右，随即功率也会放大。为使达到输出功率要求Po=50mW，负载为RL=51欧姆，所以输出电压U=(Po*RL)=1.59V,所以通过调节放大器使得输出电压为1.59V，即可满足发射要求。2、 中波电台接收系统设计A、 混频器混频器，有与混频器的原理

13、就是一个频谱的线性搬移过程，即可实现混频，这可以选用乘法器来实现频谱的线性。混频器工作原理：uc作为混频器的输入，uI (t)为载波输入，输出Uo，经过乘法器后，就实现了一个频谱搬移，波形还是保持不变。这选用MC1496乘法器来实现混频，实现频谱的搬移，这和AM调制的乘法器相同，只需要修改选频网络即可。 混频器的功能是将载波为fs（高频）的已调波信号不失真地变换为另一载频fi （固定中频）的已调波信号，而保持原调制规律不变。例如在调幅广播接收机中，混频器将中心频率为535-1605KHZ的已调波信号变为中心频率为465KHZ的中频已调波信号，这采用MC1496进行混频，在调幅发射机的基础上，修

14、改选频网络即可完成混频器的设计。 下图是用MC1496构成的混频器，本振电压UL(频率为(2.039MHZ)从乘法器的一个输入端（10脚）输入，信号电压Vs(频率为1.574MHZ)从乘法器的另一个输入端（1脚）输入，混频后的中频(Fi=FL-Fs)信号由乘法器的输出端（6脚）输出。输出端的带通滤波器必须调谐在中频Fi上，本实验的中频为Fi=FL-Fs=2.039MHZ-1.574MHZ=465kHZ。为了实现混频功能，混频器件必须工作在非线性状态，而用在混频器的除了输入信号电压Us和本振电压UL外，不可避免地还存在干扰和噪声。它们之间任意两者都有可能产生组合频率，这些组合频率如果等于或接近中

15、频，将与输入信号一起通过频放大器、解调器，对输出级产生干扰，影响输入信号的接收。干扰是由于混频不满足线性时变工作条件而形成的，因此不可避免地会产生干扰，其中影响最大的是中频干扰和镜像干扰。 混频器参数和 AM调幅参数就选频网络有差别，选频网络C=585P，L=200uH，选频网络中心频率为f=1/(2*(LC)=465kHz.混频器电路: 混频器混频波形如下图；输入为中心频率为1.116Mhz的AM调幅波，调制指数Ma=0.5，本地振荡器的频率为1.581Mhz。混频的频率：f=464.941KHz465MHzB、中频放大器中频放大器的选择和发射机的高频放大器一样，修改选频网络，使之选频的中心

16、频率为465KHz，即可实现中频放大。采用三极管处于线性区进行放大，偏置电阻R1=8K，R2=4K，直流电源为12V，偏置电压Ubq=4V>0.7V,Icq=(Ubq-0.7)/R3=1.65mA.满足三极管的工作电流，L2=10mH，为高频扼流，使高频信号不流入地，C1、C2为旁路电容，C3=1171p、L1=100uH，为选频网络，选频中心频率f=1/(2*(L1C3)=465kHz.选出465KHz的信号，去掉不需要的噪声。C、检波器 电路组成，由输入回路、二极管VD和RC低通滤波器组成。RC低通滤波电路有两个作用： 对低频调制信号u来说，电容C的容抗，电容C相当于开路，电阻R就作

17、为检波器的负载，其两端产生输出低频解调电压。 对高频载波信号uc来说，电容C的容抗，电容C相当于短路，起到对高频电流的旁路作用，即滤除高频信号。R=R1+R2 ， =R1+R2*RL/(R2+RL).最后用一个滤波网络来实现滤波即可解调出音频信号。分析：（1）对于直流电压而言，电容的隔直特性使C1开路，所以检波电路输出端的直流电压不能被C1旁路到地线。 （2）对于音频信号而言，由于高频滤波电容C1的容量很小，它对音频信号的容抗很大，相当于开路，所以音频信号也不能被C1旁路到地线。 （3）对于高频载波信号而言，其频率很高，C1对它的容抗很小而呈通路状态，这样惟有检波电路输出端的高频载波信号被C1

18、旁路到地线，起到高频滤波的作用。（4）实际电路设计过程中需要考虑到惰性失真和负峰切割失真，为了尽量减少失真则需要在设计中注意一些问题。实际应用中，由于调制信号总占有一定的频带(minmax)，并且各频率分量所对应的调制系数ma也不相同，设计检波器时，应该用最大调制度mmax和最高调制频率max来检验有无惰性失真，其检验公式为：为了消除惰性失真满足：为了避免负峰切割失真满足：选频网络中心频率为f=1/(2*(LC)）=fc.ma=0.5，=1kHz，RC<2.76*10-4,取C=0.51uF,RC=(R1+R2)C1+R2C2,这取2C1=C2，R1=0.25R2；R<27.566K,R2<12.53K,R1<2.501K,C3一般取5-10uF，这取C3=5uF，RL=150，满足不产生惰性失真：R=R1+R