AlteraIP核NCO相位增量计算

1、AlteraIP核NCO相位增量计算数字下变频中基于IP核的NCO设计作者：四川大学电子信息学院魏明强来源：电子设计应用2009年第6期引言软件无线电接收机系统中频信号处理算法的核心就是数字下变频(DDC)算法，而数控振荡器(NCO)是决定数字下变频性能的最主要因素之一。近年来采用IP核设计基于FPGA的数字系统成为趋势，采用经过严格测试和优化的IP模块，能大大减少设计和调试时间，降低开发成本，增强设计灵活性，从根本上提高设计性能。因此本文提出一种采用IP核设计数控振荡器的新方法，以满足软件无线电接收机下变频系统对NCO提出的高性能要求。NCO在数字下变频中的作用作为数字下变频的核心部分，数控

2、振荡器具有频率分辨率高、频率变化速度快、相位可连续线性变化和生成的正弦余弦信号正交特性好等特点，数字化的相位和幅度可以实现高精度的数字调制解调。数字通信的发展要求数据传输速率进一步增高，如何得到一个可数控的高频载波信号是实现高速数字通信系统必须解决的问题。一槽匙生zW(-I-*_-I31数手下变闻的招成如图1所示，正交结构的数字下变频由一个数字控制振荡器、一对正交数字混频器和两个高效的低通滤波器(LPF)组成。其中，NCO用于产生两路正交的正/余弦载波样本值，数字混频器使正/余弦样本与采样样本混频相乘，进行频谱搬移，低通滤波器则用于滤除混频过程中产生的带外信号，输出两路正交的基带信号。作为实现

3、数字混频的重要模块，NCO的目标就是产生一个频率可变的正弦或余弦样本，如式(1)所示：s(n)=sin(wcn)=sin(2nnfc/fs)(1)式中，fc为本地振荡频率即NCO的输出频率，数值上与DDC输入信号的载波频率相等；fs为NCO的时钟频率，数值上与DDC输入信号的采样频率相等。对于软件无线电数字接收机的下变频部分，一般要求NCO产生的正弦波样本具有以下特点：频率分辨率要高，就是当频率控制字K增加或减小单位值时，正弦波的频率变化量要尽可能小；频段要宽，这样才能满足软件无线电高兼容性的要求;频率转换时间要短，因为软件无线电接收系统要求对信号的接收与处理具有实时性；频率改变时，输出相位连

4、续，改变频率控制字，相位增长率改变，但输出相位保持连续。这些特点显然对NCO的性能提出了很高的要求，因此NCO的设计与优化在数字下变频器中有举足轻重的作用。NCO的设计指标和相位扰动技术设NCO的频率控制字(相位增量)为M,相位累加器位数为N,时钟频率为Fclk,输出频率为fout,频率分辨率为Af。相位累加器位数一定时，频率控制字和时钟频率决定了NCO的输出频率，它们的关系如下：fout=FclkXM/2ANM=fout*2AN/FCLK(2)此时N值的大小决定了频率分辨率的大小，可得到：?f=Fclk/2AN(3)基于以上理论，按照软件无线电接收机下变频系统的设计要求，假定NCO模块各个参

5、数满足下列指标：DDC输入信号的采样频率即系统时钟频率Fclk=80MHz;DDC输入信号的载波频率即本地振荡频率fout=14.4MHz;频率分辨率？f00.02Hz;无杂散动态范围SFD*100dB;信噪比SNF100dB;功耗Pri.fAjortJrn户Smsll衣xlf僦帆利CDfiMCr愉1窃川reatsiPhiasE-AcLirylsia-PrecisM泡TJdPrtci-sippirrJk)jirrecueriq.PtlttftIfletHMMV1uRealOutputFneouancvFBWMkDo,iirReponsa1俏DomainRw。3修N4喇%国电正弦代号静号圉Fie

6、quencyOumeirHesponge画5喻出正荒信号时域圉选才INCO的生成算法。IP核提供查找表算法（包括大表型ROM和小表型ROM）、CORDIC算法和乘法器算法，各自具体特点如表1所示。从表1中可以看出，基于乘法器的NCO需要DSP模块，采用查找表结构的NCO需要大量RAM资源，而CORDIC算法则要消耗大量的逻辑单元。在其他条件相同的情况下，四种算法消耗的器件资源如表2所示。从表中可以看出，CORDIC算法没有用到RAM和DSP模块，而只消耗器件33%左右的逻辑单元，因此选择CORDIC算法设计NCO比较合适。基于CORDIC迭代算法的数控振荡器仅用移位寄存器和加法器就可产生正余弦

7、信号，不但省去了传统NCO庞大的存储器资源，而且保留了一般数控振荡器频率分辨率高、频率变化速度快、相位可连续线性变化、生成的正余弦信号正交特性好等特点，非常适用于在正交数字混频器中进行高速高精度的数字调制解调。根据具体指标设置合理的参数。图3所示为基本参数的设置界面。首先设置NCO的时钟频率和输出频率，分别为100MHz和14.4MHz,并将Fclk和Af代入公式（3）,得N为32,此时实际分辨率为0.0186Hz，小于0.02Hz,满足设计要求。结合公式（2）,IP核根据fout自动计算频率控制字M,此时实际输出频率绝对误差仅为0.0088Hz。袅1四杓葬在的优生点Im优点缺点.麦匕贰泗1乘

8、用对齐三带任十,二行保部外装n节省攸:F与大表相比多消耗瞽蝎元旦波脑事用最本动士表布RO3存隹完等的泼彩递语施厘嘉无ER0可乖消耗犬5良源南芯片耳八十客要求很建8Hoic感如相如以算不占同RAM提温而尼中二二,=一后披篇为透童,一立枸茂选代左敬心也尽够大号骷力。心果样对等是时基于方片内部秉能色时序，节省QAM资源赛第E片具书。黔最汰横城表2不同算运泊萩资冲.列墨*1翻2年DSPIW小耘，旧口/3期2720大麦如ROL1154330408RHI弄巧2娜07索谨:招2647B湮伴赞碑B25636二上然后设置相位字长P（相位分辨率）、幅值量化位数M和相位扰动三个参数。可以证明，如果取CORDIC旋转

9、的精度等于截断后相位的分辨率2n/2P,那么CORDIC旋转得到的相位误差最大为理想截断后相位分辨率的两倍，相当于在理想截断的基础上再截断一位。因此，CORDIC方式实现的NCO得到的SFDR要比查表法得到的SFDR最多低6.02dB,即为6.02（P-1）dB。根据100dB无杂散动态范围的设计要求，相位字长P取值为18。幅值量化位数M对频谱杂散的影响一般用信噪比来表示，理论分析由经典公式SNR=6.02M+1.76决定，根据100dB信噪比的设计要求，M取值为17,但考虑到热噪声、电源噪声等因素的影响，M取彳t18较为合适。最后根据幅频曲线和时域波形适当调整伪随机信号的幅值。IP核用到了上

10、文提到的相位扰动技术降低杂散，随机信号的引入一方面不能太小，否则起不到降低杂散的作用；另一方面又不能太大，否则会减小NCO的无杂散动态范围，因此调整到中间状态为宜。得到的频域和时域波形分别如图4和图5所示。由图4可知相位扰动技术大大降低了离散频谱引入的杂散，将SFDR提升到105dB,满足100dB的设计要求，同时可以看出在14.4MHz频率点上相位噪声极小，即输出频率稳定。由图5可知波形整体呈现出正弦波的特征，但由于NCO输出的是数字信号故表现出跳变性。通过简单计算得知信号周期大约为69.75ns,换算成频率为14.34MHz,非常接近理论值14.4MHz。若认为误差是由于测量不准造成的，则

11、可以认为NCO输出频率达到了设计要求。进一步仿真验证设计结果。利用IP核工具自动生成仿真模型和网表并编译工程文件，生成顶层模块后进行仿真，结果如图6图8所示。图6显示NCO模块能运行的最高频率达到了170.44MHz,远高于系统时钟80MHz,时序余量相当充裕，保证以后系统优化快速提升NCO性能。图7显示NCO消耗总功耗为49.36mW,其中内核静态热功耗为25.59mW,I/O热功耗为23.77mW,接近50mW的低功耗满足100mW的功耗要求。图8显示了NCO输出相位相差90度的正余弦两路波形，从整体看二者均接近单一频率的正（余）弦波，只是杂散频谱的引入造成了波形细节的畸变。图6图8说明仿

12、真结果均达到设计要求。口中FovarIodolE?功郭仿直沽第图6时序值真酷果至3功就防?1鳍皇CireifincZITot11Th*r*tlFg广Tn：g9箭TCrr+。r*ir，=仃2巾D死Static-Th，EihlTitrDiisiIr!?3,SBnVt/0Tl*zb；nFM结语本文介绍了采用CORDIC算法设计高性能数控振荡器的基本流程，采用Altera公司的IP核设计和仿真后证明软件无线电接收机下变频中的nco模块各项指标均达到设at要求，高性能的NCO有利于后续CIC滤波、ISOP滤波、半带滤波和FIR滤波级联构成的抽取滤波的实现。CORDIC算法只涉及移位和相加运算而没有乘法运算，充分利用了FPGA丰富的寄存器资源而不占用大量宝贵的RAM资源，这为软件无线电数字下变频的改进和扩展提供了灵活性。传统查表法的NCO和混频器是分开独立实现的，需要两个乘法器来完成I/Q两路的混频运算。而CORDIC算法则可以使两个功能一起完成，省去两个乘法器，其移位-相