零电压开关不对称半桥DCDC变换器.

1、零电压开关不对称半桥DC/DC变换器零电压开关不对称半桥DC/DC变换器类别：电源技术&nbsp0 引言&nbsp不对称半桥 DC DC变换器具有软开关工作、器件数量少以及控制简单等优点，因此，在不超过 1000W的中小功率变换电路中得到广泛的应用。但是，在传统的不对称半桥电路拓扑中，只有在变压器漏感和主开关的寄牛电容产生谐振时才能实现零电压开关，因此，为了实现软开关，谐振电感( 即变压器漏感 ) 的值必须足够大而谐振电感与输出整流二极管的寄生电容在换流过程中会发生严重谐振，产生电压冲击，甚至击穿输出二极管，而且大的漏感会导致大的占空比丢失。&nbsp为避免输出二极管误

2、工作和损坏，必须限制由变压器漏感和二极管寄生参数谐振产生的过电压。通常，在二极管两端加箝位和吸收电路可以限制该过电压，例如，经常使用的方法是在二极管两端加电阻- 电容 - 二极管吸收电路 (RCD 电路 )来抑止过电压。但该电路最大的缺点是能量几乎全部消耗在电阻上，这将明显降低该变换器的效率。另外，电压的波动会持续以较低的频率出现，而且很难消除。&nbsp1 箝位二极管的作用&nbsp 一个很好的解决方案是在变压器 Tr 的原边加箝位二极管，如图 1 所示： 加箝位二极管的目的是在不改变变换器工作特性的前提下，消除输出整流管换流时与外部电感谐振吋产生的过电压，通过这两个二极管将

3、变压器 Tr 原边电压箝位在电容 C3 和 C4的端电压 Vc1 和 Vc2。其过程为：如果开关 S1 导通占空比为 D，则 S，的占空比为 1-D，当 S1 导通吋，变压器原边的电压通过二极管 Dg1 箝位为 Vc1，当 S2导通时，变压器原边的电压经 Dg2 箝位为 -Vc2，相应地副边的电位也箝位住了，输出整流二极管 (Dr1 和 Dr2) 上也不会出现明显的电压冲击。此时，输入电压源和电容通过箝位二极管吸收输出整流管与外部电感谐振产生的能量，而通过箝位二极管的电流很小，而且它们只在输出整流管换流时才起作用，因此，它们对整个变换器的工作过程影响很小。&nbsp 通过变压器原边的箝

4、位和减小变压器漏感，完全去掉输出整流管端的RCD吸收电路是可能的。但是，变压器的漏感不可能完全消除，只通过原边的箝位有时不能抑制住输出整流二极管端的过电压，还必须在输出整流二极管端并联RCD吸收电路，此时 RCD吸收电路只起辅助作用，它的各参数取值也与只使用只CD吸收电路时不同，通常取较小的电容和相对大的电阻为宜。&nbsp这种变压器原边带箝位电路的方法只适用于谐振电感电流不连续的工作状态(DCM)。下面具体分析该电路实现零电压开关的过程。&nbsp2 工作过程分析&nbsp 为了简化分析，我们做如下假定：&nbsp1)开关管 S1 和 S2 看作理想开关分别与

5、寄生电容(C1、C2)、反向二极管 (D1、D2)并联，不考虑 MOSFET管反向漏电流；&nbsp2)变压器简化为理想变压器廾联激磁电感(Lm)、串联漏感 (L1k) 的模型；&nbsp3)电容 C3 和 C4看作恒定的电压源；&nbsp4)输出看作恒定的电流源，其值为 Io ；&nbsp5)考虑二极管 D1、D2、Dc1、Dr2 的换流效应；&nbsp6)其他器件为理想器件，电路进入稳态；&nbsp 由图 1 可知，当 S1 导通时， A 点的电压为 DE，而一个周期内电感 Lm、L1k 及 Lr 上的平均电压为 0，因此，电容 C2上的电压

6、为 DE，而电容 C1 上的电压为 (1-D)E。输出整流二极管 Dr1、Dr2 的导通时间是不等的，变压器原边的正向电流和反向电流并不相等，电感 Lm可以吸收其差值以保证流过电容 C3和 C4 的平均电流为零。 &nbsp该变换器的一个开关周期叮以分为 12 个工作阶段，其工作波形如图 2 所示，其中 vGS1和 vGS2分别是 S1 和 S2 的驱动波形。可以看到前半个周期和后半个周期里工作波形是对称的，工作过程是类似的，所以，下面只分析半个周期的 6 个工作阶段，分别如图 3 所示的 6 个等效电路。&nbsp1)阶段 1t0t1在 t0 时刻 S1 导通，原边电流流过S

7、1，方向如图 3(a) 所示，大小为额定负载电流 In 与激磁电流 iLM 的和Io+iLM 。 A、 B之间的电压为 (1-D)E ，激磁电感 Lm吸收能量，电容C3放电。此阶段是功率传送阶段，在t1 时刻 S1 关断时，该过程结束。&nbsp2)阶段2t1t2 S1关断电流在 C1、C2间开始环流，电容 C1线性充电，电容 C2线性放电，因此， S1 为零电压关断。 A、B 间电压也开始线性下降，在t2 时刻 VAB电压为零时，该阶段结束。&nbsp3)阶段 3t2t3 VAB电压为零，输出整流二极管短路 (Dr1 、Dr2 换流 ) ，输出端吸收激磁电流，电感Lr 、L1

8、k 和电容C1、C2谐振以实现工作状态的转化。&nbsp4)阶段 4t3t4电感 Lr 、L1k 残留的能量通过二极管D2馈还电源，当 iLr 为零时， S2 导通，此阶段结束， S2 为零电压开通。&nbsp5)阶段 5t4t5 在 t4 时刻 S2 导通，谐振电流 iLr改变方向， Lr 、 L1k 上的电压为 DE， iLr 反向线性增加为Io+iLM ，此阶段结束。&nbsp6)阶段 6t5t6在阶段 5 结束时，输出整流二极管Dt2 被关断，变压器原边侧的电压迅速上升。由于电感Lr 与箝位及整流二极管寄生电容的谐振，变压器原边侧的电压会高于稳定值DE，此时，二

9、极管Dg2箝位点 C 的电位，谐振电容通过电感Lr 释放能量。&nbsp 接下去的下半个周期的 6 个工作阶段和上面所述的类似，不再详述。其波形详见图2。从已经分析的上半个周期的 6 个工作阶段以及类推的下半个周期的 6 个工作阶段可以得知： S1、S2都工作在零电压开关状态。每个开关的电压应力为 E，通过箝位二极管 Dg1、Dg2变压器 Tr 原边电压 UCB被箝位在 -DE 和 (1-D)E 之间，则 Tr 副边的电压也得到箝位，输出整流二极管Dr1、Dr2 上也不会出现明显的电压冲击。&nbsp3 输出特性分析&nbsp 由上面工作过程的分析可知，箝位二极管Dg1

10、和 Dg2的引入，并没有明显改变变换器的工作特性。其原因有二：其一是通过该箝位二极管的电流很小，其二是它们只在输出整流二极管换流时才起作用，作用时间很短，因此，引入箝位二极管并没有改变变换器的工作特性。该变换器的直流增益q 为&nbsp式中： Vo、 Io 分别是输出电压、电流折算到原边的值。&nbsp 由式 (1)可见，该变换器的直流增益是谐振电感Lr 上平均电压降 V(=4LrfsIo ) 和占空比 D 的函数。输出特性可由图4 表示。&nbsp4 实验结果&nbsp为了验证以上的分析，制作了一台直流输入 300450V，输出54V 6A的不对称半桥实验样机

11、，它的规格和主要参数为：&nbsp 输入电压 300450V；&nbsp输出电压 50V；&nbsp 输出电流06A；&nbsp 工作频率 100kHz ；&nbsp 主开关 S1 和 S2IRF840；&nbsp箝位二极管 Dg1和 Dg2 MUR860；&nbsp整流二极管 Dr1 和 Dr2 30CP0150；&nbsp 谐振电感 Lr 40 H；&nbsp 变压器的参数 n=50 ：20： 20，Lm=1.2mH，Ls=162H。&nbsp 图 5(a) 是 S1 正常工作时的 vGS1和 vDS1波形，

12、S2正常工作时的 vGS2和 vDS2波形和图 5(a) 类似，它们都是在电压为零时开通。图 5(b) 是 S1一个周期内承受的电压和流过的电流的波形图，图 5(c) 是 S2一个周期内承受的电压和流过的电流的波形图。由这两图可见 S1 和 S2 所有的换流都发生在电压过零时。 S2的暂态过程较多，开通过程也更复杂些，所以图 5(c) 中有较多振荡。 &nbsp 为了验证该电路拓扑的工作特性，将该实验样机与另一台只在输出整流二极管 Dr1 和为 330k 3W，电容为 4.7nF 1kV，二极管采用 FRl07。图 6(a) 是只采用 RCD吸收电路时输出整流二极管 Dr1 两端的电压

13、，图 6(b) 是采用本文所述箝位电路时输出整流二极管 Dr1 两端的电压。不难看出，图 6(a) 中 Dr1 端的电压尖峰达到了 250V 以上，而采用箝位电路能明显减少输出整流管上的电压尖峰，有利于防止该整流管被击穿。&nbsp 图 7 是该变换器在输入电压为350V时，不同负载下的效率曲线。该电路满载时效率可达94以上，而变压器原边不采用箝位电路，只在输出二极管加RCD吸收电路，效率最多为93.1 。&nbsp5 结语&nbsp本文介绍了一种变压器原边带箝位电路的不对称半桥直流变换器，对其主开关的开关过程进行了详细分析，制作了一台实验样机，并对该电路与只带 RCD吸收电路的样机进行了比较。该电路的特点如下：&nbsp1)主开关 S1 和 S2 在满负载范围内能实现软开关；&a