元件测量仪论文

1、-元件参数测量仪摘 要: 本设计以单片机AT89S52为控制和数据处理核心，由正弦信号发生模块、电源模块、功率放大模块、显示模块、电阻测量模块、电容测量模块、电感测量模块、电导测量模块、电纳测量模块、导纳模测量模块、导纳角测量模块组成。采用数字控制DDS芯片AD9851产生100Hz10KHz正弦信号，经滤波、电压放大和功率放大后驱动网络负载。从网络负载中取测量信号输入到以真有效值转换集成芯片AD637为核心的电压和电流测量电路构成的导纳模测量模块中进展负载测量。导纳角测量模块是从导纳模测量模块中取一组信号经过零比拟后使用鉴相器和计数器对信号相位差测量。把上述的测量结果经单片机处理后用数码管显

2、示。为了提高测量精度，将各局部电路的误差合理分配，使电路到达最正确测量效果。关键字：导纳，导纳角，DDS，AD637，网络导纳分析仪Abstract:This simple network conductance analyzer take Ling Yang microcontroller SPCE061A as the core of the control and the data processing, which is posed of the sine signal generator module, the power enlargement module, the conduc

3、tance survey module, the conductance angle survey module, the network load as well as the man-machine interface module. The 100 - 10 KHz sine signal is generated by AD9851, which drivers the network load after passing the filter, the voltage amplification and the power enlarges module. The conductan

4、ce survey module is posed of voltage and current metering module, which takes AD637 as the core, which the survey signal is metered in. The conductance angle survey module takes a group of signals from the conductance survey module to the zero detecting module to survey the shift of phase of the sig

5、nal. The above measurement result which is processed by the microcontroller is shown in the LCD. In order to increase the measuring accuracy, error is distributed rational to each part of electric circuits, which achieves the best survey effect of the electric circuit.Key words: conductance, conduct

6、ance angle,DDS, AD637, simple network conductance analyzer1.系统方案选择与论证1.1 设计要求1.1.1 根本要求电阻电容器电感器电导电纳导纳模导纳角测试仪数字显示外供±5V(500mA)电源设计并制作一台数字显示的电阻、电容、电感、电导、电纳参数测试仪，示意框图如下：1测量围A.电阻1001M；B.电容100pF10000pF；C.电感100H10mH。 (2) 测量精度：±5% 。3制作4位数码管显示器，显示测量数值，并用发光二极管分别指示所测元件的类型和单位。 1.1.2 发挥局部测量电导、电纳、导纳模、导纳

7、角A.电导Re Y 0.1 mS 10mS ，分为假设干量程，测量误差的绝对值小于理论计算值的10%； B.电纳Im Y 0.1 mS 10mS ，分为假设干量程，测量误差的绝对值小于理论计算值的10%；C.导纳模|Y |测量误差的绝对值小于理论计算值的10%； D.导纳角Y 的测量围为±90o，测量误差的绝对值小于理论计算值的5%。1.2 系统根本方案 本系统采用将电阻电容电感的参数转化为比拟容易测量的物理量即频率f的思路。本测量仪中，先把电路参数R、L、C转换成较易测量的频率信号，在此过程中采用RC振荡和LC振荡电路分别把电阻电容电感量转换为频率信号，使电阻、电容、电感的测量归结

8、为频率的测量。然后采用单片机实现对频率的测量并完成对测量值的处理、显示以及量程的自动转换1.2.1 各模块方案选择与论证(1) 正弦信号产生局部方案一：使用集成函数发生器芯片集成函数芯片有ICL8038等。ICL8038能输出方波、三角波、正弦波和锯齿波四种不同的波形，将它作为正弦信号发生器。它是电压控制频率的集成芯片，失真度很低。可输入不同的外部电压来实现不同的频率输出。但是发挥局部要求正弦波以100Hz为步进增加，所以用ICL8038不方便控制。方案二：采用锁相式频率合成PLL锁相式频率合成是将一个高稳定度和高精度的标准频率经过加减乘除的运算产生同样稳定度和准确度的大量离散频率的技术，它在

9、一定程度上解决了既要频率稳定准确，又要频率在较大围可变的矛盾，但频率受VCO可变频率围影响，上下频率比不可能作得很高，随着频率稳定度的提高，PLL的锁定时间越来越来越长。方案三：直接数字频率合成DDS 直接数字频率合成技术是根据相位间隔对正弦信号进展取样、量化、编码，然后储存在EPROM中构成一个正弦查询表。频率合成时，相位累加器在参考时钟的作用下对时钟脉冲进展计数，同时将累加器输出的累加相位与频率控制字K预置的相位增量相加，以相加后的结果形成正弦查询表的地址；取出表中与该相位对应的单元中的幅度量化正弦函数值，经DA转换器输出模拟信号，再经低通滤波器平滑得到符合要求的模拟信号。相位累加器的最大

10、计数长度与正弦查询表中所存储的相位分隔点数一样，由于相位累加器的相位增量不同，将导致一周期的取样点数不同，在取样频率(由参考时钟频率决定)不变的情况下，输出信号的频率也相应变化。如果设定累加器的初始相位，则可以对输出信号进展相位控制。目前有许多可用作信号发生器的专用DDS集成芯片，如ADI公司推出的AD9851，其根本构造原理图如图1.1。图1.1 DDS构造原理图综合比拟以上方案，结合信号发生器产生的频率稳定度和准确度要求，我们选择DDS直接数字频率合成。一方面，DDS较信号发生器更容易准确控制；另一方面，DDS较锁相式频率合成外设少，更容易实现。 (2) 测量和数据处理局部方案一：基于频域

11、分析的连续傅立叶变换根据连续傅立叶变换公式，得到复频域的电导和电纳F(jw)= 如果采用这个方案还要制作一个90°的移相网络得到cos(wt).,通过模拟乘法器、模拟低通滤波器和模拟积分电路得到ReY和ImY。但是由于正弦信产生器产生的相对带宽比拟宽，对制作90°移相网络有很高的要求，调试也很烦琐，所以我们放弃此方案。方案二：基于频域分析的离散傅立叶变换根据离散傅立叶变换公式，得到复频域的电导和电纳此方案使用的硬件电路很少，可以由软件实现，但是这样对编程要求和单片机处理速度都有很高的要求，软件实现有难度。方案三：直接测量导纳模和导纳角测量流过一端口网络的电流和网络上的电压降

12、，送单片机处理Y=I/U得到导纳模。捕捉一端口网络输出电压和电流的特性曲线，比拟它们的相位差可以得到导纳角，从而可以得到电导G=ReY=|Y|,导纳B=ImY=|Y|。此方案硬件电路实现相对容易软件工作量相比方案二小很多，综合各个因素我们选择了方案三2 系统设计和单元电路的实现2.1 总体构造框图本系统由凌阳单片机、信号发生器模块、导纳模测量模块、导纳角测量模块、网络负载和人机接口模块六个局部组成，其构造框图如图2.2。图2.2 系统构造框图2.2 正弦信号发生器采用直接数字频率合成技术，使用ADI公司的集成DDS器件AD9851。 AD9851是在AD9850的根底上，做了一些改良以后生成的

13、具有新功能的DDS芯片。AD9851相对于AD9850的部构造，只是多了一个6倍参考时钟倍乘器，当系统时钟为180MHz时，在参考时钟输入端，只需输入30MHz的参考时钟即可。由于AD9851是贴片式的体积非常小，引脚排列比拟密，焊接时必须小心，还要防静电击穿，焊接不好就很容易把芯片给烧坏。还有在使用中数据线、电源等接反或接错都很容易损坏芯片。所以在AD9851外围采用了电源、输入、输出、数据线的保护电路。此信号源要求产生100Hz10KHz的正弦信号，使用AD9851时不需要利用其中的6倍频就可以满足输出频率的要求。为了不受外界干扰，添加了不少的滤波电路，使整个电路显得更完美，见电路图2.3

14、。图2.3 AD9851原理图 为减少高频分量对波形纯度的影响，增强信号发生器抗干扰能力，在AD9851输出级设计了二阶低通滤波，滤波器截止频率设定在20KHz，其电路原理图如图2.4。图2.4 二阶低通滤波器由于AD9851滤波输出后的正弦信号幅度值大于1V、输出电阻很大，我们在滤波器后一级制作了一个具有自举功能的甲乙类双电源互补对称功率放大电路，电路原理图见图2.5。图2.5 甲乙类双电源互补对称功率放大题目要求输出正弦信号的电阻小于1 ，由戴维宁定理可以等效计算正弦信号发生器的输出电阻。E是等效信号源，R0表示信号源的等效阻，R1表示负载，U表示负载的电压。图2.5的戴维宁等效电路如图2

15、.6。 R1无限大时候，即负载断开可以测得信号源电压E， R1负载接入电路时，测得R1上的电压为U，即由以上两式，可以计算出信号源的阻R0,即图2.6 等效原理图2.3 一端口网络负载设计按照发挥局部制作一端口网络,其电导和电纳的围在0.01100，这里我们设计了一个相位超前的一端口容性网络和一个相位滞后的一端口感性网络。1对于容性网络，如图2.7，网络由一个5的固定电阻、一个可调定位器和一个电容组成。 由不等式0.01G100,可得图2.7 相位超前网络10 R100K，所以选择100K的无感可调电位器Rj。 同样，电纳0.01B100, 则可以得到 计算信号源频率分别为 f=100Hz,

16、计算出15.9nF C159uF f=300Hz, 计算出5.3nF C53uF f=1KHz, 计算出1.59nF C15.9uF f=3KHz, 计算出0.530nF C5.3uF f=10KHz, 计算出0.159nF C1.59uF所以，兼顾考虑电导和电纳的变换围和信号源的频率变化围，我们选择10uF的固定电容，调节定位器可以改变不同频率时一端口网络的电导和电纳，可以到达要求。2对于感性网络，如图2.8，网络由一个固定电感和一个可调电容和一个可调电阻组成。 同1计算原理，对于相位滞后网络，我们通过大量的计算和实验验证，在信号源的频率为100Hz，300Hz，1KHz，3KHz，图2.8

17、 相位滞后网络 10KHz时可以知道电感L取1uH2uH左右。2.4 量程转换模块题目发挥局部要求导纳分析仪电导和电纳的测量围扩展到0.01100，在这个很宽的测量围，需要分假设干量程，以保证误差绝对值小于理论计算的10。所以我们在电流取样点处设定了四个电阻值分别为0.1、1、10、100的标准电阻，当网络负载的电导和电纳落在10010、101、10.1、0.1区间时，考虑到电子模拟开关导通时电阻较大，且导通的电阻值与通过的信号频率有关，因此我们用继电器控制四个标准电阻的在回路中连通状态，得到流过网络负载的电流，这样就可以在整个测量围把测量误差均匀分配。其电路原理图如图2.9。图2.9 两级量

18、程转换电路原理图由于正弦信号发生器的输出信号峰峰值在1V左右，和网络负载串联的取样电阻上的电压降很小，要对取样后的信号进展放大。运用两级放大，前置放大级使用AD620。AD620是一种低功耗的仪用放大器，特别适合做小信号的前置放大级，经AD620放大后的小信号失真度很小，加一级AD620组成的前置放大，同样可以把系统误差控制在系统设计要求的围，前置放大电路如图2.10。后一级放样用单片机控制继电器来调整放大增益，如图2.9。 图2.10 AD620前置放大电路图2.5 真有效值变换负载网络和取样电阻上采集的是的交流电压信号，如果直接送单片机A/D进展处理，会增大系统误差。为把系统误差控制在题目

19、要求的围，我们在每一个信号的输入和输出级都进展有效的处理。为此，为测量交流电平电压有效值的测量，采用RMS-DC变换器集成芯片AD637。AD637是AD公司RMS-DC产品中精度最高、带宽最宽的，对于1VRMS的信号，它的3dB带宽为8MHz,并且可以对输入信号的电平以dB形式指示，另外，AD637还具有电源自动关断功能，使得静态电流从3mA降至45µA.，电路连接参考芯片手册如图-7。可以测出任意波形交变信号的有效值，实验数据说明，在电源为正负5V供电情况下，当输入信号的频率不大于2MHz时，其输入信号的电压有效值在0.7V4V围能保证测量误差。因此，我们在每个量程归一化的最大输

20、出电压应设定为4V有效值。图2.11 真有效值转换电路2.6 导纳角的测量取样而得到的两路交流正弦波信号，经过过零比拟器得到方波。两路方波信号送入锁相环，在锁相环里比拟俩者的相位差通过计算从而得到导纳角和网络负载的阻容抗特性。2.6.1 锁相环相位捕捉现在常使用集成电路的锁相环CD4046，是通用的CMOS锁相环集成电路，其特点是电源电压围宽为3V18V，输入阻抗高(约100M)，动态功耗小，在中心频率f0为10kHz下功耗仅为600W，属微功耗器件。下列图是CD4046的引脚排列，采用 16 脚双列直插式，各引脚功能如图2.12所示。图2.12 CD4046的引脚排列图1脚相位输出端，环路入

21、锁时为高电平，环路失锁时为低电平。2脚相位比拟器的输出端。3脚比拟信号输入端。13脚相位比拟器的输出端。14脚信号输入端。对相位比拟器而言，当14脚的输入信号比3脚的比拟信号频率低时，输出为逻辑"0；反之则输出逻辑"1。如果两信号的频率一样而相位不同，当输人信号的相位滞后于比拟信号时，相位比拟器输出的为正脉冲，当相位超前时则输出为负脉冲。在这两种情况下，从1脚都有与上述正、负脉冲宽度一样的负脉冲产生。从相位比拟器输出的正、负脉冲的宽度均等于两个输入脉冲上升沿之间的相位差。而当两个输入脉冲的频率和相位均一样时，相位比拟器的输出为高阻态，则1脚输出高电平。上述波形如图2.13所

22、示。由此可见，从1脚输出信号是负脉冲还是固定高电平就可以判断两个输入信号的情况了。 图2.13 比拟器输出波形图过零比拟和锁相环相位比拟器电路原理图如图2.14。图2.14 过零比拟和相位比拟电路原理图2.6.2 硬件计数器设计 相位角测量采用硬件计数方式，而不使用单片机直接计数，因为用硬件计数可以把精度提得更高。这里我们使用两片74HC161串联组成256进制的串行进位计数方式。外部参考频率选用10MHz有源晶振产生一个高速脉冲，用这个高速脉冲计算锁相环输出的信号Fi的宽度，这样可以使精度到达，使测量的导纳角的绝对误差远远小于理论计算的5%。其电路原理如图2.15。 图2.15 计数器电路图

23、3 系统软件设计系统采用16位的凌阳单片机SPCE061A来完成对测试系统的控制和数据处理，当上电复位后单片机首先对LCD、AD9851等进展初始化，初始化频率为100Hz，开机后主界面即显示所测数据和当前频率值，可以通过键盘控制100Hz步进到10KHz，并且将数据存储到AT24C02中，其他功能模块为：自动量程控制，利用LCD画频率特性曲线等。3.1主程序流程图图3.1 主程序流程图3.2 计算导纳模|Y|软件流程图AD采样系统中电流电压2路信号经放大整流后计算得到导纳模|Y|。为了提高测量的精度，设计了一个自动量程控制电路，可根据负载的不同选择不同的量程以满足题目要求。图3.2 导纳模软

24、件流程图3.3 测量导纳角软件流程图计算出锁相环输出的高脉冲宽度Ts,根据宽度和相位的关系就可以计算出相位的值。将高脉冲和一个外部计数时钟通过一个与门后送计数器74HC161，利用定时器TimerA对计数器输出时钟计数，高脉冲接外部中断2，当高脉冲完毕时立即停顿TimerA计数根据计数的次数，可以计算出高脉冲的宽度，从而计算出电流量和电压量的相位差。 图3.3 导纳角软件流程图3.4 数据显示存储模块为了能对被测网络数据进展进一步的分析和研究，数据应具有掉电保存功能。我们选用ATMEL公司的AT24C02芯片，存储容量为2K字节。这样一个被测网络采集的数据就可以保存起来便于以后分析。显示器采用

25、图形液晶模块RT12864A-1，共有横坐标128点，纵坐标64点，组成128×64的显示屏。可以显示汉字，字符，图形等。回放数据时直接从数据存储器中取出数据，经过处理后在LCD上显示4 系统调试与系统测试4.1 系统调试根据方案设计要求，调试过程公分三大局部，硬件调试，软件调试，软件和硬件联调。电路按模块逐个调试，各模块调试通过后在联调。程序先在最小系统板调试，通过后在软硬联调。硬件调试主要是考虑怎么把各个模块的测量误差降到最低，把误差控制在最小围。A/D转换的精度、真有效值转换的测量误差、取样电阻的精度、放大电路的倍率等都是系统的主要误差来源。由于在系统的硬件设计中考虑到各个局部

26、电路的误差分配，尽量将误差降低到最小。软件和硬件的联合调试过程中，我们运用的相应的软件补偿和硬件补偿措施，保证把误差控制在一个小围波动。4.2 指标测试4.2.1 测试仪器 TDS1002数字示波器 UT58E 位数字万用表 DF2172B交流毫伏表GFG-8216A低频函数发生器 ELC-131B 电桥 DF1731SB2A直流稳压电源 GFC-8131H频率计4.2.2 信号源的测试在信号源输出端分别加上10、100、1K、10K、100K的负载，在100Hz10KHz围扫频，选取五个频率测试点，记录下负载上不同频率情况下的峰峰值。测试结果如表4.1。表4.1 信号源负载测试记录峰峰值设定频率负载电阻单位：欧实测频率101001K10K100K100Hz994 mV998 mV1.00 V1.00V1.00V99.9506Hz300Hz996mV999 mV1.01 V1.00V1.00V300.0015Hz1 KHz1.00V1.03 V1.02V1.01V1.03V1.0005 KHz3 KHz1.02V1.05 V1.04V1.03V1.05V3 .0001KHz10 K