5kW移相全桥ZVSDCDC变换器的研究_图文(精)

1、硕士学位论文5kW移相全桥ZVS DC/DC变换器的研究RESEARCH ON 5kW PHASE-SHIFT FULL BRIDGEZVS DC/DC CONVERTER刘鑫哈尔滨工业大学2011年6月国内图书分类号：TM614学校代码：10213国际图书分类号：621.3密级：公 开工学硕士学位论文5kW移相全桥ZVS DC/DC变换器的研究硕士研究生：刘鑫 导师：马洪飞教授 申请学位：工学硕士 学科：电气工程所在单位：电气工程及自动化学院答 辩日期：2011年6月授予学位单位： 哈尔滨工业大学Classified Index:TM614 U.DC621.3Dissertati on fo

2、r the Master Degree in Engin eeri ngRESEARCH ON 5kW PHASE-SHIFT FULL BRIDGEZVS DC/DC CONVERTERCan didate:Supervisor:Speciality:Liu XinAcademic Degree Applied for：Prof.Ma Ho ngfeiMaster of Engin eeri ngPower Electro nics and Electric DriversSchool of Electrical Engin eeri ng and Automati on June, 201

3、1Affiliation:Date of Defence：Degree-Co nferri ng-I nstitutio n:Harbi n In stitute of Tech no logy哈尔滨工业大学硕士学位论文摘要DC/DC变换器是电力电子领域重要组成部分，在能源紧张的今天，提高DC/DC变换器的效率及功率密度，具有重要的意义。功率器件的发展和软开关技 术的提出使变换器高效高功率密度成为可能。移相全桥ZVS DC/DC变换器是一种能够实现软开关和大功率能量变换的变换 器。本文围绕移相全桥ZVS DC/DC变换器的特点，分析了其工作原理、占空比丢 失、变压器副边整流二极管振荡、滞后臂软

4、开关实现条件等关键问题，并设计和制 作了一款5kW的原理样机。第一章介绍了DC/DC变换器的背景及发展方向， 其中包括器件、 软开关技术 和目前DC/DC变换器研究的热点。同时还介绍了全桥变换器常见的控制策略，以 及移相全桥变换器常见的问题和国内外学者提出的改进方法。第二章针对课题内容，分析了移相全桥变换器的工作原理，对各个模态进行了详细的分析，并就移相 全桥变换器的几个关键问题进行了详细分析：占空比丢失、ZVS的实现、损耗分 析和整流二极管振荡问题。第三章针对技术指标，设计了一款5kW的样机，其中包括各器件的选型和相关参数的计算，损耗计算。这些参数计算主要有：全桥开关 管电压电流应力的计算与

5、选型、变压器的设计、整流二极管的选择、输出LC滤波电路的设计、隔直电容的选择、谐振电感电容的选择和死区时间的计算、箝位电路 的设计。并根据计算结果使用Saber软件进行了开环仿真，验证了设计参数的正确 性。第四章主要介绍了变换器控制系统分析与设计，其中有控制芯片UCC2895的功能介绍，外围元件的选择与保护与采样电路的设计，移相全桥ZVS DC/DC变换器的小信号模型和利用MATLAB软件进行反馈回路的补偿设计。 第五章给出了实 验结果和分析，验证了设计的正确性。关键词移相全桥；软开关；UCC2895；小信号模型哈尔滨工业大学硕士学位论文AbstractDC/DC conv erter is

6、a mai n part of power electro nic con verter. As the en ergyproblem in creas in gly concerned in moder n society, impro ving the efficie nt and powerden sity have the sig nifica nt adva ntages. The develop ing of power device and inven ti onof soft-switch ing tech nique make the high efficie nt and

7、high power den sity of DC/DC converter possible.The zero-voltage-switchi ng (ZVS phase-shift full bridge DC/DC conv erter is an advaneed DC/DC con verter with soft-switch ing tech no logy which can achieve high powerconverting. Based on the characteristics of the conv erter, this paper an alyses the

8、 basicoperati on theory and some typical problems like sec on dary duty ratio loss and theparasitic oscillation of output rectifier diodes as well as the difficulty for lagging legs achieveZVS. The simulati on and experime nts are also give n.Firstly, this paper in troduces the backgro und and devel

9、opme nt of the conv erter, includ ing power device and soft-switchi ng tech no logy and the hot points in research ingDC/DC conv erter as well as some typical problems and some improveme nts. Secon dly,this paper an alyses the basic operati on theory and some typical problems like sec on daryduty ra

10、tio loss and the parasitic oscillation of output rectifier diodes and power losses aswell as the difficulty for lagging legs achieve ZVS. Thirdly, this paper calculates the mainparameters including the selection of bridge MOSFET and the design of transformer as wellas the output filter and so on. Th

11、e last of the third part uses the software SABER to simulatethe mai n circuit to verify the correcti on of the calculati ons. Fourthly, this paper in troducesthe con trol system of the con verter in cludi ng the UCC2895 chip, sampli ng circuit, protection circuit, and the small sig nal model of the

12、conv erter, as well as the compe nsati on of thefeedback loops.Eventually, the paper explains the experimental result and analyzes the result indetail.Keywords phase shift full bridge, soft-switch ing, UCC2895, small sig nal model哈尔滨工业大学硕士学位论文目录摘要.IAbstract.II第1章绪论.11.1 DC/DC变换器背景及发展方向 .11.1.1电力电子器件

13、是主要推动力 .11.1.2软开关技术概述 .11.1.3 DC/DC变换器的发展趋势 .41.2全桥ZVS PWM变换器的概述 .51.2.1全桥变换器的控制策略.51.2.2移相全桥ZVS PWM变换器常见的问题和拓扑改进 .61.3本文研究方向及主要内容 .81.3.1本文研究方向.81.3.2本文主要内容 .9第2章移相全桥ZVS DC/DC变换器拓扑的研究 .102.1移相开关ZVS DC/DC变换器基本的拓扑分析 .102.2移相全桥ZVS DC/DC变换器中关键问题的研究 .142.2.1占空比丢失问题.142.2.2超前臂和滞后臂ZVS的实现.152.2.3损耗分析.162.2

14、.4整流二极管寄生振荡 .172.3本章小结.21第3章5kW移相全桥ZVS DC/DC变换器的设计 .223.1 5kW移相全桥ZVS DC/DC变换器的技术指标 .223.2变换器的各器件选型及相关参数计算.223.2.1全桥开关管的选择 .22322主变压器的设计 .22323整流二极管的选择.253.2.4输出LC滤波电路的设计 .253.2.5隔直电容的选择.263.2.6谐振电感电容的选择和死区时间的计算 .27哈尔滨工业大学硕士学位论文3.2.7箝位电路的设计.283.3损耗计算.293.3.1 MOSFET的相关损耗计算.293.3.2副边整流二极管的通态损耗计算 .303.3

15、.3箝位电路的损耗计算.313.4开环仿真.313.5本章小结.35第4章基于UCC2895的控制系统的设计 .364.1控制器UCC2895介绍及外围元件的选择 .364.1.1 UCC2895芯片的介绍 .364.1.2 UCC2895外围元件的选择 .384.1.3采样和保护电路的设计 .394.2补偿系统的设计.41421移相全桥ZVS DC/DC变换器的小信号模型 .41422反馈补偿网络的设计.464.3本章小结.49第5章实验结果及分析 .505.1测试设备说明.505.2测试波形及其分析.515.2.1驱动波形及其分析 .515.2.2主电路测试波形及分析.525.3变换器结构

16、设计.545.4本章小结.56结论.57参考文献.58攻读硕士学位期间发表的论文及其它成果 .61哈尔滨工业大学学位论文原创性声明及使用授权说明 .62致谢.63哈尔滨工业大学硕士学位论文第1章绪论1.1 DC/DC变换器背景及发展方向目前世界上绝大部分的电力在使用前都要经过电力电子设备的处理，以满足不 同的电压等级和使用环境1。而作为电力电子设备中不可缺少的一部分，DC/DC变换器有着举足轻重的作用。特别是在能源日益紧缺的今天，研究DC/DC变换器特别是研究其效率及功率密度提升技术有着重大的实际意义。正因为如此，从1956年晶闸管问世至今，研究人员对DC/DC变换器研究的脚 步从未停止过。推

17、动DC/DC变换器发展的因素主要有以下几点：电力电子器件的 发展、软开关技术的发展和新的拓扑和控制方法等等。1.1.1电力电子器件的发展是主要推动力从早期的不可控器件（PN结整流管、肖特基势垒二极管等）、半控型器件（晶闸管和其派生器件等）到现在的全控型器件（GTO、GTR、MOSFET、IGBT等），电力电子技术正是随着这些电力电子器件的发明而诞生和发展的。这 些新的器件的问世，使得电力电子变换电路及其控制系统不断的革新。比如脉宽调 制（PWM）电路、零电流零电压软开关谐振电路和高频斩波电路等等，都已经成 为电力电子技术重要的组成部分2。在DC/DC变换器中使用最多的电力电子器件就是MOSFE

18、T和IGBT。尤其是MOSFET，由于其可以在更高的频率下运行，所以在中小功率等级下使用非常广 泛。一方面，由于MOSFET的制造工艺的不断改进，使得MOSFET的导通阻抗、 开通关断时间等参数不断地被优化，例如现在流行的CoolMos等。这些新型MOSFET的出现更加有利于开关频率的提高，从而更大程度地减小了无源元 件的体积和重量，提高了DC/DC变换器的效率和功率密度；另一方面，新材料的 出现，比如使用SiC材料制造的FET，大大的减小了体二极管的反向恢复时间和 损耗、增加了FET漏源极的耐压值等等，这些也将会给电力电子领域带来大的飞 跃。1.1.2软开关技术概述DC/DC变换器一般采用P

19、WM控制方式，开关管在一个周期内开通和关断， 对输入电压进行斩波。在开关变换器提出的初期使用的是硬开关方式，如今大部分DC/DC变换器均采用软开关技术，下面对这两种方式原理和优缺点进行阐述。哈尔滨工业大学硕士学位论文(1)硬开关功率开关并不是理想开关，在开通和关断时都有一定的过渡时间，这个时间通 常在几十纳秒至几百纳秒。同时，由于变换器电路不可避免地存在着感性和容性元 件以及杂散电感，开关漏源极电压和其导通电流的变化也需要过渡时间(对应于电 感电流不能突变、电容电压不能突变)。所以，在开关管开通和关断时就出现了如 图1-1的情况。图1-1硬开关时开关电压电流波形和损耗开关损耗是在开通和关断期间

20、形成的，所以在单位时间内，开通与关断的次数 越多，开关损耗也越大。由于开关器件的温度限制，所以开关频率不能再提高3,4。硬开关电路结构虽然简单，但只能在低频情况下使用。在硬开关状态下，接入感性负载时，开通和关断瞬间，电流和电压会出现一定 的尖峰，如图1-1所示。这些尖峰会导致开关管的电流和电压应力增加。若超出了 开关管的电压与电流限制，则会损坏开关管。同时，硬开关时会产生很大的du di和，对电路造成EMI干扰。dt dt针对以上硬开关的种种弊端，李泽元等人于上个世纪80年代提出了软开关概念，并成功应用于DC/DC变换器中，取得了非常优越的效果。开启了电力电子变 换器的软开关时代。（2）软开关

21、由上面分析可知，开关损耗主要原因在于电流电压在开关时刻有重叠部分导致 出现了热损耗。如果在开关动作之前，能将电流或者电压变为零，则开关损耗即变 为零，如图1-2所示。哈尔滨工业大学硕士学位论文a零电压开关b零电流开关图1-2软开关时开关电压电流波形和损耗对于零电压开关，具体的实现办法一般是利用并联在开关漏源极两端的电容， 与电路中感性元件，在开关开通前将电容两端电压谐振至零，开关漏源极电压亦为 零，此刻开通开关，则实现了零电压开通。零电压开关一般使用在MOSFET上,因为MOSFET的开关损耗主要由开通损耗构成。对于零电流开关，具体的实现办法一般是利用串联在电路中的电感和电容，在 开关关断前，

22、 将开关中电流谐振至零， 从而实现零电流开关。 零电流开关主要使用 在IGBT上， 因为IGBT在关断时会出现电流拖尾现象（这也是IGBT开关频率一 般限制在20kHz的原因），其开关损耗主要由关断损耗构成 。A一4见3)DC/DC变换器中软开关的类型一般可以分为以下几类4,5:（1）全谐振变换器（Resonant converterS该类变换器的谐振方式与负载有直 接的关系，对负载变化敏感。一般采用PFM调制方式，在谐振过程中，谐振电感 电容全程参与谐振。在以前还缺乏对EMI噪声理解的时代，这种软开关形式得到 人们的追捧，但是，近年来，由于对EMI噪声的重视，全谐振变换器不再得到人 们的青睐

23、。（2）准谐振变换器（Quasi-resonant converters, QRC和多谐振变换器（Multi resona nt con verters, MRCs这两种谐振的提出，是软开关技术的一个飞跃，这类变 换器特点是谐振元件并不是全程参与谐振，只在某个阶段参与谐振。多谐振变换器 一般实现零电压开关，其控制方式大多采用PFM调制方法。（3）零开关PWM变换器（Zero switching PWM converters）此类变换器分为 零电压开关PWM变换器和零电流PWM变换器。 此类变换器即在QRCs上加入一 个辅助开关管，控制谐振元件参与谐振的过程。一般采用PWM方式控制。（4）零转换

24、PWM变换器（Zero transition converters此类变换器分为零电压转换PWM变换器和零电流转换PWM变换器。其软开关谐振过程即在开关动作前后参与谐振，而其他时间内不工作。从而减小了谐振元件的损耗。一般采用PWM方式控制。Ai1 f !哈尔滨工业大学硕士学位论文1.1.3 DC/DC变换器的发展趋势DC/DC变换器作为电设备的供电部分，人们对其性能、重量、体积、效率和 稳定性提出了越来越高的要求，DC/DC变换器的未来发展方向也是追寻着这一目 标，即高效率、高功率密度和高可靠性。为了达到这些目标，DC/DC变换器不断发展的技术主要有以下几种：（1）同步整流技术 同步整流技术主

25、要是为提高变换器效率而提出。其基本原 理就是使用导通电阻极低的开关MOSFET代替二极管，从而极大的降低了电路的通 态损耗。所谓同步，即是MOSFET上的驱动信号和被整流的电压相位是同步的7。这项技术已经在业界大范围的推广，特别是用于低压大电流领域，取得了良 好的效果。各大芯片厂商也针对这一技术，推出了具有同步整流功能的芯片。（2）数字化由于模拟电路存在参数整定困难、移植性差、容错性不高等缺点，数 字化电源的概念备受业界人士关注。数字化电源除了可以解决以上的问题，还具有 强大的通信能力，各个电源模块之间可以互相协作工作，提高整体的工作效率8。除此之外，数字化还可以实现一些高级的控制方案，这也是

26、模拟电路难以比 拟的。正是因为以上的种种优点，数字化电源在一些对价格不敏感的领域已经广泛 应用。（3）无源元件的磁集成 在开关频率越来越高的今天，变压器的漏感、寄生电 容等寄生参数在电路中的作用越来越突出，某些研究人员提出通过选择合适的材料 和结构，把一些难以消除的寄生量利用起来去实现电路中的某些参数，从而减轻寄 生参数对电路性能的影响9。另外，无源元件的重量占了变换器重量的很大比例，通过集成化技术，也可以提高变换器的功率密度。无源元件的集成包括：磁元 件和磁元件集成、磁元件和电容元件集成、电容元件和电阻元件的集成等。（4）平面化和集成化 平面化概念的提出也是为了提高变换器的功率密度10其主要

27、途径就是在设计中使用平面元件，特别是变压器和电感。这样有利于降低变换器的高度，合理的利用空间。对于变压器和电感，平面磁芯还有助于 提高频率、改善散热和减小杂散参数。对于开关器件，可以根据要求选择合理的封 装结构，利于集成和散热。此类技术在高频模块电源中应用较多。（5）多电平技术 多电平技术大多用在高压大功率场合， 与传统的两电平变换 器相比，多电平变换器具有开关管电压应力小，滤波器较小，电磁兼容特性较好的 特点。（6）交错并联技术交错并联技术是指将单个拓扑进行并联使用，一般用在功 率等级较大的场合。其优点也非常明显，即可以减小变换器的输入输出纹波，哈尔滨工业大学硕士学位论文提高EMI性能，提高

28、功率密度和效率，相比单个拓扑，其冗余性能好，提高 了系统的可靠性。1.2全桥ZVS PWM变换器的概述DC/DC变换器的拓扑结构有很多，比如buck、boost、flyback、forward等 等，这些变换器有各自的应用功率等级。一般认为，功率等级和开关器件的数量是 成正比的。在中大功率领域，全桥PWM变换器是被使用最多的一种拓扑11-15。 而为了实现高效和高可靠性，普遍采用零电压软开关技术。1.2.1全桥变换器的控制策略全桥ZVS DC/DC变换器的的控制策略有很多， 主要有以下四种： 双极性控制（硬开关） 、移相控制、下管调制法和有限双极性控制16。目前具有实用价值并已经被芯片厂商所使

29、用的有移相控制（如UCC2895芯片和下管调制法（如ISL6752芯片。（1）移相控制法17四个开关管均使用50%占空比驱动，同一桥臂的驱动电压互补，相位相差180度，而超前臂和滞后臂之间相差一个相位角，通过调节该相角大小来调节输出电 压，即所谓的移相控制。如图1-3（b）所示。IQ -1|J_*i 11 bk1RpA!114 F-1iE1-Va拓扑结构b）移相控制图1-3移相控制全桥PWM变换器移相控制方式可以实现开关管的ZVS软开关，软开关主要利用在同一桥臂驱 动信号的死区时间内主电路电感电容谐振实现。同一桥臂某一开关管关断时，该桥 臂即进入死区时间，此时原边的电流和这一桥臂的另一开关管并

30、联（寄生的）电容 进行谐振。当电容谐振至零时，打开该开关管，即实现了该开关管的ZVS开通由于超前臂在开通时，原边电流是和副边耦合的，所以电流能够很快将串并联 电容上电流抽走并通过寄生二极管将其电压箝位至零，所以超前臂很容易实现哈尔滨工业大学硕士学位论文ZVS开通。而滞后臂在开通时，变压器的原边和副边解耦。要实现滞后臂ZVS，全部靠原边谐振电感能量对并联电容进行充放电。一般情况下，为了防止占 空比丢失过大，该电感取值较小。所以滞后臂的软开关不容易实现，这就造成了在 没有实现软开关时滞后臂的两个开关管发热比超前臂严重。（2）下管调制法如图1-4所示，全桥的上两个开关管Q 1和Q 2是按50%占空比

31、轮流导通，并 没有死区时间，通过调节下管Q3和Q4驱动电压的下降沿，实现输出电压的调 节，即所谓的下管调制法。iib1!1111:11ii i iii1i !1j1I1i1111-3L1r1i i1IE1d4 4yj 21I11iIII1111_i aaV1III IIi lA4II44111111_171ia）拓扑结构b）下管调制法图1-4下管调制法控制全桥PWM变换器下管调制法实现软开关的过程与移相控制法是类似的。只是其下管控制没有移 相控制中死区时间的概念。所以，引入了一个谐振延时td。谐振延时的概念和移相控制中的死区时间概念一致。在下管调制法中，上面的两个开关管Q1和Q 2容易实现ZV

32、S，对应于移相控制的超前桥臂，下面两个管子Q 3和Q 4对应于滞后桥臂的开关管，其实现ZVS软开关比较困难。下管调制法是intersil公司2005的科技成果，并成功应用于ISL6752芯片。它 不仅可以使得全桥变换器中全桥实现ZVS软开关，同时克服了全桥移相不能确保 次级ZVS同步整流的不足18。在带同步整流的全桥ZVS PWM变换器的控制芯 片中,ISL6752（系列是上佳的选择。1.2.2移相全桥ZVS PWM变换器常见的问题和拓扑改进移相全桥ZVS PWM变换器虽然可以实现功率开关管的零电压开关，但是为了 实现软开关，也要付出相当的代价，即占空比会出现丢失。占空比丢失主要和原边 的谐振

33、电感值有关，谐振电感越大，变压器原边电流在换流时时间越长，占空比丢 失越严重，那么同样的输入输出环境下，原边的电流峰值和输出整流二极管的电压 应力都会相应的增加。所以在设计时会适当的控制原边谐振电感的大小。但是若原 边谐振电感选取过小，则滞后臂开关管的ZVS难以实现。哈尔滨工业大学硕士学位论文针对这一矛盾，很多学者提出了改善的方案。文献19提出了使用饱和电感代 替普通电感的方案，该方案利用饱和电感能够存储更多能量、但又能在一定电流时 饱和的特性，缓和了占空比丢失和滞后臂软开关难以实现的矛盾，在轻载时提高了 变换器的效率。但是饱和电感的储能有限，而且饱和电感在进入饱和和退饱和时会 有比较大的能量

34、损耗，导致饱和电感发热，不过尽管如此，该方法在实际中仍然有 比较大的应用价值。有些研究人员提出了使用辅助网络的方法扩大滞后臂开关管实现软开关的范围20-26。有在变压器原边加辅助网络20-21，如图1-5；也有在滞后桥臂加辅助网 络22-26，如图1-6。这几种方法的优点在于能够减小占空比、提高滞后臂软开关 的范围。但是缺点也非常明显，即增加额外的无源器件，参数设计复杂，实际使用 价值小。图1-5在变压器原边加入辅助网络的主电路拓扑图5 二二1图1-6在滞后臂上加入辅助网络的主电路拓扑图此外，由于整流二极管存在寄生电容，变压器副边电压建立时，变压器的漏感 与该电容发生谐振，在V rec端产生高

35、频振荡。该振荡会使整流二极管电压应力增 加从而导致损坏，并且会产生EMI问题。所以必须加以抑制或改善。目前常用的措施包括：整流管两端并联阻容吸收回路（见图1-7），方法简单，但在大功率场合电阻损耗大，吸收效果不理想；在变压器原边加箝位二极管27（图1-8），这样做可以改善变压器副边整流管上的电压振荡，但是不能完全 消除振荡。在整流二极管处加有源箝位网络的方法28，该方法可以完全消除整流端振荡，并且能够将吸收的能量全部释放至负载。主要的缺点是增加额外的开关管和驱动电路。在电压被整流后的电路中引入饱和电抗器29，如图1-10哈尔滨工业大学硕士学位论文所示。使用饱和电抗器抑制电压振荡，该方法比较简单

36、，但是饱和电抗器会发 热，抑制效果不完全。图1-7丄|J五本本纽直耳申丁ik耳f二二T T _采用阻容吸收的无源箝位电路图1-10整流侧串入饱和电抗器1.3本文研究方向及主要内容1.3.1本文研究方向本文主要目的是制作一款5kW的DC/DC电源。主电路采用移相全桥ZVSDC/DC变换器，采用了如下的设计：图1-8变压器原边加二极管箝位电路图1-9整流端加有源箝位电路哈尔滨工业大学硕士学位论文（1）为了减少无源器件的数量，谐振电感利用了变压器的漏感。（2）为了防止变压器饱和，在原边串入一隔直电容。（3）为了防止占空比丢失过大，谐振电感即原边漏感值较小。（4）由于ZVS是按照满载或者重载设计的，因

37、此会存在轻载时变换器的效率 较低的问题，但是此时，变换器的散热完全能够满足要求，所以相对于变换器的重 量限制，轻载时的效率并不是那么重要。因为若要扩大滞后臂软开关的范围，必然 要加入辅助网络，这也必然会导致系统的重量的增加。（5） 针对变压器副边整流二极管振荡问题，采用了有源箝位的方式，如图1-9所示。该方式可以完全消除振荡，效率高，结构简单，只需要一个MOSFET和一个无感电容，并不会给系统增大多少重量。在控制系统中，本文采用TI的专用芯片UCC2895,该芯片集成度高，功耗 小，功能强大，完全满足本系统的要求。同时，针对系统的动态性能，在闭环系统 中加入PI补偿环节，提高系统的稳态精度和动

38、态性能，由于本文的负载变化并不 剧烈，所以只采用单电压环进行控制。1.3.2本文主要内容本文主要研制输入125V195V、输出16OIOV、最大功率输出5kW的移相全 桥ZVSDC/DC变换器。本文分析了变换器的原理，给出了相关参数的计算。同时 建立了小信号模型，对闭环系统进行了仿真。在此基础上制作了实验样机。论文主 要进行了以下的工作：（1）对移相全桥ZVS PWM变换器进行了模态分析。并给出了实现ZVS的（2）通过详细的计算，完成了器件的选型、变压器的制作、谐振电感感量和 隔直电容容值的确定、输出LC滤波电路数值的确定、损耗的分析。最后使用Saber软件给出了开环的仿真，验证了各参数计算的

39、正确性。（3）对变换器的控制环路进行设计。并给出了变换器的小信号模型，在此基 础上进行了PI补偿，以提高系统的稳态和动态性能。（4）给出了样机的测试波形，并和理论分析作比较。条件，分析了占空比丢 失的原因和相关参数对其的影响。哈尔滨工业大学硕士学位论文第2章移相全桥ZVS DC/DC变换器拓扑的研究2.1移相全桥ZVS DC/DC变换器基本的拓扑分析移相全桥ZVS DC/DC变换器主电路结构图如图2-1所示。其中Q 1Q 4是四 个开关管，D 1D 4为四个开关管的寄生二极管，C 1C 4为四个开关管的寄生电 容或者外部电容。Lr为谐振电感，它是变压器漏感和外接电感之和，T为功率变压器，D a

40、 D d为变压器副边四个整流二极管，L o和C o为输出LC滤波电感和 滤波电容。同一桥臂的两个开关管以180互补导通，Q 1和Q 3分别超前于Q 2和Q 4, 一般称Q 1和Q 3为超前臂，Q 2和Q 4为滞后臂。移相全桥零电压软开关是 通过谐振电感和开关管寄生电容谐振来实现的。图2-1主电路主要点的波形如图2-2所示。图2-1移相全桥ZVS DC/DC变换器主电路结构i p V V图2-2移相全桥ZVS DC/DC变换器主要波形在一个开关周期内，移相全桥ZVS DC/DC变换器共有12种开关模态，但是 由于全桥变换器的对称性，只需要分析其中的六种即可。图2-3即为这几种开关模态下的等效电路

41、4。在作模态分析前，先假定：哈尔滨工业大学硕士学位论文（1）变换器中的电感、电容和所有的开关管二极管均为理想器件。(2)C仁C3=Clead，C 2=C4=Clag。（3）输出滤波电感L o n2L r,n为变压器的副边和原边匝数比。图2-3（a 0-t 0时刻变换器的等效图模态0（0-t 0）:如图2-3（a），Q 1和Q 4导通，原边电流i p流经Q 1、谐振电感L r、变压器T、整流二极管D a和D b给负载供电。此时：i p =nl o（2-1图2-3（b t 0-t 1时刻变换器的等效图模态1（t 0-t 1）：如图2-3（b），在t 0时刻，关断Q 1,原边电流i p从Q 1转移到

42、C 1和C 3,此时C 1充电而C 3放电。在t 0t 1这段时间内，变压器原边 和副边是耦合在一起的，即：L 0和L r串联，而L0很大，可以近似的认为ip为 恒定。电容C 1的电压从0上升至V in（对应认为Q 1的零电压关断），而C 3电 压从V in下降至0。当C 3电压下降至零时，D 3自然导通，此模态结束。i p、C1和C3的电压表达式如下:i p (t =I p (tO & I 1 (2v C 1(t =I 1(t -t 0 (2 -3 2C leadI 1(t -t 0 (2-4 2C lead v C 3(t =V in -该模态持续的时间为：t 01=2C lead

43、 V in /I 1 (2-5哈尔滨工业大学硕士学位论文图2-3(c t1-t 2时刻变换器的等效图模态2(t 1t2):如图2-3(c,D 3导通后，Q 3的漏源极电压被箝位在零，此 时开通Q 3,则为零电压开通。虽然此时Q 3驱动开通信号已经建立，但是由于电 流的方向未变，所以电流还是由D3流通。为了实现Q3的零电压开通，则Q 1和Q3的死区时间必须大于模态1持续的时间，即：t d (lead 2C lead V in /I 1 (2-6在这段时间内，由于变压器原副边耦合，所以原边电流可以由副边滤波电感电流折算：i p (t =i Lo (t /n (2-7在t 2时刻，原边电流下降至I

44、2图2-3(d t 2-t 3时刻变换器的等效图模态3(t 2t3):如图2-3(d)， 在t 2时刻关断Q 4,此时原边电流i p转 移至C 2和C 4，C 4的电压从零上升(对应于Q 4的零电压关断)，C 2的电压从V in下降。v AB =-v C4，v AB的电压方向反向。原边电流i p减小，不足以提供 负载电流。此时，变压器副边被短接，Da D d整流二极管均导通进入续流阶段。实际上，在这个阶段，只有L r和C 2与C4参与谐振，原边电压电流关系是：i p (t =I 2cos3(t-8 2 (2v C 4(t =Z p I 2sinv C 2(t =V in -Z p I 2sin

45、3(t -t -102哈尔滨工业大学硕士学位论文此处：Z p =3=在t 3时刻，C 2的电压由V in降至0,D 2导通，该模态结束。该模态经历的 时间为：t 23=1V in (2-11Z p I 23sin -10图2-3(e t 3-t 4时刻变换器的等效图模态4(t 3t4):如图2-3(e)，在t 3时刻，由于D 2的导通，Q 2的漏源 极电压被箝位在零。所以t 3时刻开通Q 2，即为零电压开通。Q 2和Q 4间的死区 时间必须满足t d(Iagt23。不过虽然Q 2已经开通，其并不流过电流，电流还是从D 2流过。谐振电感L r的能量回馈至电源V in。此时，变压器原副边并没有耦

46、合，则V in电压全部加在L r上，原边电流i p线性变化。有：V i p =I p (t 3 -in (t -t 3 (2 -12 L r当原边电流下降至零，D2和D3则自然关断而Q2和Q3中会流过电流。开 关模态4的时间是：t 34=L r Ip (t 3 N in(2-13R 0图2-3(f t 4-t 5时刻变换器的等效图模态5(t 4-t 5):如图2-3(f),t 4时刻，原边电流i p过零，并流过Q 2和Q3由负方向线性增大：哈尔滨工业大学硕士学位论文i p =-V in (t -t 4 (2 -14 L r到t 5时刻，原边电流增大至-L o (t 5 /n，此时原边电流全部耦

47、合至副边。整 流二极管Da和D b截止，而Dd和Dc继续导通。该模态持续的时间为：t 45=L r L o (t 5 /n (2-15图2-3(g t 5-t 6时刻变换器的等效图模态6(t 5-t 6):如图2-3(g)，这段时间内，电源V in给负载供电，有:i p (t =-V in -nV o (t -t 5 (2 -16 2L r +n L o以上的六种模态是变换器在半个周期内的模态情况，另外半周期是对称的，所 以无需重复分析。2.2移相全桥ZVS DC/DC变换器中关键问题的研究2.2.1占空比丢失问题占空比丢失是移相全桥ZVS DC/DC变换器中非常重要的现象。产生的原因 是：变

48、压器原边电流要换向(原边电流由正变负或由负变正)，如图2-2中的t 2t5和住8t11，虽然在这两段时间里原边桥中点电压已经建立，但是由于原边电 流i p太小，不足以提供负载电流，所以变压器没有耦合，从而导致变压器副边电 压为零，二极管处于续流阶段。原边建立的电压没有传递到负载上，相当于丢失了 一部分占空比，即相对于图2-2中的阴影部分。具体的有：D loss =t 25 (2-17 T S /2t 25=L r ? I 2-I o (t 5 /n V in (2-18哈尔滨工业大学硕士学位论文D loss =2L r ? I 2-1 o （t 5 /n V in ?T s （2-19T s开

49、关周期。从式（2-18）知道，t 25为绝对时间”值，和开关频率无关。结合式（2-19），占空比丢失越大；开关频率越高，有：Lr越大，占空比丢失越大；负载越大（I o）占空比丢失越大；输入电压越低，占空比丢失越大。在设计电路时，要先确定该电路可以承受的占空比丢失是多少。然后再设计变 压器的匝比。如果占空比丢失过大，会导致变压器匝比增大，那么在同等功率等级 下，原边电流峰值增大，通态损耗增大，另一方面，变压器副边整流二极管上的电 压应力也会增加。若减小L r，占空比丢失减小，滞后臂ZVS实现也变得困难。可以看出，若 要实现ZVS，占空比的丢失是必然的。只能尽量减小占空比丢失。这在2.2.2中会

50、有分析。常用的改善占空比丢失的方法如1.2.2中所述。由于引入这些方法会导致 其他的问题，特别的是额外增加磁芯增加变换器的体积和重量等等，所以本文只采 用经典的拓扑，通过计算和参数性能之间的取舍来实现变换器的最优化。2.2.2超前臂和滞后臂ZVS的实现由2.1中的模态分析可以知道，开关管零电压开关的实现，是依靠谐振电感、 输出滤波电感、开关管并联电容（寄生电容或者寄生电容与外部电容之和）和变压 器寄生电容之间的谐振实现的。从能量的角度上来讲，电感中必须有足够的能量对 开关管的并联电容进行充放电，若能将某电容上的电荷抽走，使其电压为零，同时 开通并联的开关管，则开关管即为零电压开通。那么必须有：

51、111222C lead V in +C lag V in +C T V in (2-20 222变压器的寄生电容与开关管并联电容相比，是数量级之间的差别，其值非常 小，所以一般会忽略。超前臂ZVS的实现是非常容易的，如模态1分析，此时，输出滤波电感通过 变压器耦合在原边谐振电路中，原边电流i p近似不变，对C1和C3充放电是非 常容易的，只要满足死区时间的设置，即可实现超前臂ZVS。死区时间设置要求：E T d (lead 2C lead V in /I 1 (2-21滞后臂ZVS是比较难实现的，如模态3分析，此时变压器的原副边已经不耦 合，所以变换器相当于分成两个不相关的部分，一是由逆变桥

52、和谐振电感Lr、变压器原边组成回路，二是整流二极管、滤波LC和负载组成的续流回路。此时，只有L r和C 2、C 4进行谐振。但是由于L r一般取的比较小，若L r中能量不够对哈尔滨工业大学硕士学位论文C 2和C 4进行充放电，则滞后臂ZVS无法实现。若要实现滞后臂ZVS，此 时要求：1122L r I 22 Clag V in (2-22 22同时，要求死区时间必须小于或者等于谐振周期的四分之一，即：T d (lag臣3辺由上面的描述可以得到：(1)L r越大则越容易实现滞后臂ZVS;(2)I p越大则越容易实现滞后臂ZVS;(3) 滞后臂并联电容越小越容易实现滞后臂ZVS;(4) 输入电压V

53、 in越小则越容易实现滞后臂ZVS。对于一个DC/DC变换器，其输入电压输出电压一般是确定的。I p的大小只由 负载大小决定，其对变换器的影响是实现ZVS的范围。所以，能改变的是L r和滞后臂并联电容。如果滞后臂的并联电容过小，则滞后臂死区时间会很小，在实际 电路中，不易实现。所以对于选择合适的死区时间、滞后臂并联电容和合适的Lr，必须要经过反复迭代。这三个值也是相互矛盾的。若要取得合适的值，必须要 有所取舍。针对滞后臂不容易实现ZVS的情况，国内外学者也提出很多其他方法，女口1.2.2中所述。但是也会造成其他的很多种问题，比如会增加占空比的丢失、辅助 网络增加了拓扑的复杂度等等。2.2.3损

54、耗分析移相全桥ZVS DC/DC变换器可以实现器件的零电压开通，减小了开关损耗。 但是由于原边电流有效值有相应的增大，增加了导通损耗(相比硬开关)。所以， 从某种程度上讲，开关损耗的降低是以导通损耗的增加为代价的。R on为功率器件的导通电阻，则导通损耗有：2P Q =R on I rms (2-24图2-4为半个周期内的电流波形，由此可以推算出各个开关管和二极管的导通 损耗19。哈尔滨工业大学硕士学位论文V I out I 1eff I 11图2-4桥中点电压与变压器原边电流波形Q 2或Q 4的导通损耗为：P Q 242221 11?l 11?l 2?D 22D eff +(l cav +-

55、D (2 -25 =R on +(Kout +3233Q 1或Q 3的导通损耗为：P Q 132=R on D eff (2-26 D 2或D 4的导通损耗 为：?D ? I ? P D 24=? 2? V diode (2-27 2? 2?D 1或D 3的导通损耗为：I ?D ?P D 13=V diode ? I out (1-D +2 (2 -28 22? ? ?其中，？D =D loss,D eff变压器副边电压的占空比。我们都知道，当变换器为硬开关工作方式时？D0反并联二极管导通损耗也 为零。所以变换器的漏感越大、占空比丢失越严重，则器件的导通损耗越大，但是 其ZVS越容易实现，即开

56、关损耗可以完全消除。那么，对于移相全桥ZVS DC/DC变换器，主要的优势在于消除了开关损耗，开关损耗降低或消除有利于变换器的高 频化和集成化。2.2.4整流二极管寄生振荡实际的二极管都会有皮法级的寄生电容。该寄生电容与变压器的漏感，在阶跃 信号的作用下很容易产生振荡30。具体的示意电路如下：图2-5变换器的变压器副边整流侧的振荡示意图变压器副边建立的电压，上升沿可以看做是一个电压阶跃，在变压器漏感Lp和二极管寄生电容C p的作用下，V rec端形成一个电压振荡。该电压过冲的幅值 和变压器副边电压上升沿时间、变压器漏感Lp、二极管寄生电容Cp都有关系。即使使用快恢复二极管，V rec上的过冲电

57、压依然很大，甚至是变压器副边电压的 几倍。其振荡频率为：f ring =(2-29为了完全抑制整流二极管上的电压振荡，以提高移相全桥ZVS DC/DC变换器的开关频率和功率等级，本文采用有源箝位的方式23,24，此方式可以完全抑制整流二极管上的电压振荡。所谓有源箝位即在二极管整流端和地之间加入一开关和电 容，利用电容将V rec端电压箝位住，该电容的大小应该远大于寄生电容，变压器 漏感与箝位电容发生谐振。带有源箝位的全桥拓扑结构图如图2-6。漏感与箝位电容谐振时，滤波电感Lo可以看做恒流源，不参加谐振，此时漏感中电流可分作谐振电流和负载电流之和。 由于箝位电容足够大， 所以漏感与箝位电容的谐振

58、周期很 大， 在V rec建立的时间内，电容C s上的谐振电流可看作线性变化的。稳态时, 在一个周期内，箝位电容为了保持电压的稳态，其充放电电流平均值必然等于零， 如图2-8所示。图2-6带有源箝位的移相全桥变换器结构图哈尔滨工业大学硕士学位论文箝位MOSFET的开关时序如下图2-7所示V I Q图2-7变压器副边整流侧电压、箝位电容电流和箝位驱动电压波形c图2-8箝位部分的模态图模态1（t 0t 1）：如图2-8（a），此时变压器副边电压已建立，但是MOSFET开关还未打开。此时通过MOSFET的体二极管，变压器的漏感、二极管寄生电或者说是Cs吸收变压器漏感和寄生电容的振荡能量。容和箝位电容

59、C s进行谐振，模态2（t 1t 2）：t 1时刻打开MOSFET，谐振电流les的方向不变，直至到 零。此阶段电容C s一直充电。模态3（t 2t 3）：t 2时刻，les过零，电流换向。电容C s放电。根据以上 分析，在电容充电期间近似的有31:11D eff ?T s1e dt =?V es =? I m （2-302C s/C s其中?V cs电容上电压波动量，C s的单位为微法。在电容放电期间有：哈尔滨工业大学硕士学位论文V cs -V o=L o用式（2-29和式（2-30相除得到：2I mT s （2-31 D eff ?22?V es L o （D eff ?T s=(2-32

60、V cs -V o 8C s一般有:?V cs10% (233 V cs最后C s的大小还要根据实际调试情况和仿真结果来确定。在此处C s =3uF。将C s =3uF带入电路中进行仿真得如下结果，如图2-9和Vcsand Vrecandm2-10所示。图2-9箝位电容CVcs and Vrec and les300.巧2000s =3uF时箝位电容电压、电流波形和整理后的仿真电压波形图2-10图2-9中的细化图从图2-9中可以看出箝位效果非常好，在满载时，箝位电容上的电流峰值接近10A，箝位电容上电压变化量小于3V。根据仿真的结果选择相应的开关管和箝位 电容。在实际中，还要根据实际情况进行适当的调节