电力拖动系统第4章课件

1、第第4章章 可逆控制的直流调速可逆控制的直流调速系统系统电力拖动自动控制系统电力拖动自动控制系统 运动控制系统运动控制系统4.1.0 问题的提出问题的提出 有许多生产机械要求电动机既能正转，又能反转，而且常常还需要快速地起动和制动，这就需要电力拖动系统具有四象限运行的特性，也就是说，需要可逆可逆的调速系统的调速系统。 电机的运行状态可处在转速和电磁转矩的坐标系的四个象限中，称为四象限运行。图4-1 调速系统的四象限运行问题的提出（续）问题的提出（续） 改变电枢电压的极性，或者改变励磁磁通的方向，都能够改变直流电机的旋转方向，这本来是很简单的事。 然而当电机采用电力电子装置供电时，由于电力电子器

2、件的单向导电性电力电子器件的单向导电性，问题就变得复杂起来了，需要专用的可逆电力电子装置和自动控制系统。4.1 直流PWM可逆调速系统中、小功率的可逆直流调速系统多采用由电力电子功率开关器件组成的桥式可逆PWM变换器，其中功率开关器件采用 IGBT ，在小容量系统中则可用将IGBT、续流二极管、驱动电路以及过流、欠压保护等封装在一起的智能功率模块IPM。 33886模块功能原理图IN1/2： Logic Input Control 1 True logic input control of OUT1/2 (i.e., IN1/2 logic High = OUT1/2 logic High).

3、MC 33886 The 33886 is able to control continuous inductive DC load currents up to 5.0 A. Output loads can be pulse width modulated (PWM-ed) at frequencies up to 10 kHz Features Similar to the MC33186DH1 with Enhanced Features 5.0 V to 40 V Continuous Operation 120 m RDS(ON) H-Bridge MOSFETs TTL /CMO

4、S Compatible Inputs PWM Frequencies up to 10 kHz4.1 直流PWM可逆调速系统 PWM变换器电路有多种形式，可分为不可逆与可逆两大类， 还有一种带制动电流通路的不可逆PWM-直流电动机系统，其电流能够反向。之所以不可逆是因为平均电压始终大于零，因而转速不能反向。 如果要求转速反向，需要改变PWM变换器输出电压的正负极性，使得直流电动机可以在四象限中运行，由此构成了可逆的PWM变换器-直流电动机系统。4.1.1 桥式可逆PWM变换器图4-2桥式可逆PWM变换器电路 双极式控制可逆PWM变换器的输出平均电压为 占空比和电压系数的关系为 当1/2时，为

5、正，电动机正转； 当5Ubs 变压器变比变压器变比 1:1 互感器的同名端互感器的同名端 UbsC2Ubs1Ubs2UsC1R2R1VD2VD1Uph+U1U2当角差当角差 时时0m Ubs1 和和Us正半周正半周1bss1UUU 1bss2UUU 2bs1bs21phUUUUU 负负半周靠电容维持电压基本不变半周靠电容维持电压基本不变当角差当角差 时时0m 1bss1UUU 1bss2UUU )UU(UUU2bs1bs21ph 自整角机位置随动系统的组成和数学模型自整角机位置随动系统的组成和数学模型相敏整流器输出电压直流分量与输入电压成正比，并能根据角相敏整流器输出电压直流分量与输入电压成正

6、比，并能根据角差极性来改变其极性差极性来改变其极性1STK)S(WphphURP 3、可逆功率放大器、可逆功率放大器1STKSS 4、执行机构、执行机构5、减速器、减速器 ndti6dt60360inmSKiS6)S(n)S()S(Wgmg 自整角机位置随动系统动态结构图自整角机位置随动系统动态结构图伺服电机：230W，110V，2.9A，2400r/min，Ra3.4；电枢回路总电阻Ra5.1，减速器速比i60。自整角机放大系数Kbs 1.25V/() ；KrpKaKs=200。自整角机本身的检测误差ed=0.5；负载转矩为20Nm， 输入轴最高转速输入轴最高转速 求该系统的稳态误差。sm/

7、200APR采用PD控制，增益为Ka例4.1 对应的负载电流： A解：系统参数计算 计算伺服电动机的电动势系数和转矩系数： Vmin/r Nm/A333. 0201iTL0417. 024004 . 39 . 2110NNNenRIUC398. 030emCC 折算到电机轴上的负载转矩：837. 0mLdLCTINmKg=360/i/60 017. 0fsarpbsdLsKKKKRIe速度输入时的给定误差：334. 0603601iCKKKKeesarpbsmsr负载引起的扰动误差： 851. 0sfsrdeeee 误差之和： 4.2.5 位置随动系统的动态校正与 控制 当系统开环放大系数足够

8、大时可以保证所需的稳态精度，但放大系数过大又可能影响系统的动态稳定性，增加动态校正就成为必须。 1、位置、转速、电流三环控制系统 系统结构框图 BQ-光电位置传感器，DSP-数字转速信号形成环节位置调节器位置调节器ARP的类型和参数决定了系统误差的类型和参数决定了系统误差和动态跟随性能和动态跟随性能A.优点逐个设计环，可以保证每个环都是稳定的，从而整个系统是稳定的；同时每个环节都有自己的控制对象，分工明确，易于调整。B.缺点对最外环控制作用的响应不会很快但随着微机控制技术的提高，快速响应性能已经得到很大提高。 三环设计原则 同双环控制系统一样，在设计三环控制系统调节器时也是按照先内环后外环的原

9、则来设计的。在设计位置环时，如同设计转速环处理电流环一样，将转速环简化作为位置环的一个环节。 4.2.5 位置随动系统的动态校正与 控制 2、单位置环随动系统 舍去多环结构的单位置环随动系统可以提高位置随动系统的快速跟随性能，为了避免过渡过程中电流冲击过大，可以采用电流截止负反馈或选用允许过载倍数比较高的伺服电机。 位置调节器可以选用PD或PID调节器。 单位置环随动系统设计举例 Ts=0.0001s ;Ks=5; R=13.85 Tl=0.004; Tm=0.0319; i=180 Kg=0.0331S)TT(STT1STSTTLm2Lmm2Lm )1ST)(1ST(Lm ) 1)(1)(1

10、(/)(STSTSTSCKKSWLmsegsobjegsobjCKKK/) 1)(1(STSTSKmobjLsTTTssKpSWPID) 1)(1s()(21hTTm21取取Tsigmap = 0.0041UdnCe*nnKsTs.s+1UPE1h*Tsigmap.s+1Tsigmap.s+1Transfer Fcn61sTransfer Fcn51sTransfer Fcn41/RTl.s+1Transfer Fcn15RTm.sTransfer Fcn14KgsTransfer Fcn13Step5Scope4ErrorControl PID regulatorIdL1/CeGain4(h

11、+1)/(2*h2*Tsigmap2)Gain21Control 1sIntegrator2KpdGain7KpiGain6KppGain5du/dtDerivative1Error00.050.10.150.20.250.30.35-5051015202530h=5Kpp = 12.3163Kpd = 0.1539Kpi = 234.9732 3、复合控制的随动系统 无论是单环还是多环系统，都是通过位置调节器ARP实现反馈控制的，在设计ARP时，为了保证稳定性，就不能完全照顾快速跟随性能。 为了进一步加强跟随性能，可以将前馈控制和反馈控制复合在一起，构成复合控制系统，如图423示。 由图42

12、3可得复合控制下系统的传递函数： 当满足 （414），那么就有 sWsWsWsGsWsWssmm212211 sWsG21由式（415）可知，当选择恰当，那么复合控制随动系统的输出量就可以完全复现给定输入。实际上，要完全实现不变性是很困难的。 1ssmm（415） 一般情况下，位置随动系统控制对象W1(s)中至少含有一个积分环节，那么按照式（414），前馈补偿器的传递函数为 G(s)=a1s+a2s2+ +ansn （416）， 由式（416）可知，要实现完全不变性，需要引入输入信号的各阶倒数作为补偿信号。但想要实现高阶倒数非常困难，因此只能近似实现完全不变性。 另外，在图423中，若无前馈补

13、偿，那么闭环传递函数变为 比较（413）和（416），可知增加前馈补偿不会影响系统的稳定性。 sWsWsWsWssmm21211（417） 扰动补偿的复合控制系统 在扰动信号可测时，那么可以从扰动作用点上引出前馈补偿信号，从而减少或消除扰动误差，形成按扰动补偿的复合控制系统，如图424 在图424中，同图423一样，要实现完全不变性，其补偿条件为： sWsGf21课后作业 典型位置随动系统如何构成？与调速系统相比，有何特征？习题4.1位置随动系统下图所示，已知Tm=0.1s，Ts=0.005s，Tl=0.01s，Ks=5，Ce=0.5V.min/r，Kg=6，R=1要求把系统校正为典型I型系统，在阶跃输入下超调量小于等于5%。1、选择调节器D(s)的结构、确定其参数并计算该系统的峰值时间。2、计算该系统在输入为200deg/s时的稳态误差。3、计算当负载电流为IdL=2A时，负载