低功耗低频高精度RC振荡器设计

1、 第三届“九同方”杯大学生集成电路设计大赛 作品报告暨华中科技大学暑期生产实习报告比赛题目：A Low Power 48MHz Oscillator using XMC 55lp Process （本科生组） 队 名： 姓 名: 学 号： 专 业： 目录1.题目要求32.设计思路32.1 引言32.2各个原件的参数特性单仿32.3 电路设计42.3.1 环形振荡器模块设计52.3.2 温度，电源补偿补偿模块102.3.3差分转单端输出以及正弦波变方波电路123.设计优化过程144.波形说明与性能分析204.1 输出电流，功耗分析204.2 输出尾对尾结构214.3 输出频率稳定性进行分析214

2、.3.1 输出频率随输入电压变化波动性224.3.2 输出频率随温度变化波动254.3.3 输出频率随工艺变化产生波动274.4 起振时间分析305.性能总结316.心得体会327 参考文献338 附录331.题目要求Foundry: XMCProcess: 55lpSupply Voltage: 1.081.32VDie Temperature: -2085COutput swing: rail to railOutput frequency: 48MHz; typical,<+-2% with trimming across process; (15%)<+-6% across

3、 supply voltage and temperature (30%)Duty cycle: 50%+-10% (15%)Operation current: typical 120uA (20%)Disable current: typical 0.5uA (10%)Startup time: typical 5us (10%)2.设计思路 2.1 引言振荡器广泛应用于医学、航空、通讯和电子等领域。尤其在集成锁相环中振荡器是必不可少的电路集成压控振荡器有几个重要的性能参数如低功耗、低相位噪声和小的版图面积。本文所提到的压控振荡器都是指集成压控振荡器对于振荡频率在48MHZ的振荡器。对于振

4、荡频率在1GHZ以下的振荡器 , LC型压控振荡器版图面积过大、品质因子较低,并且便于采用标准工型压控振荡器版图面积过大、品质因子较低。而环形压控振荡器能够提供相对较高的相位噪声、宽泛的震荡频率范围、较小的版图面积和较低的功耗。本文采用“武汉新芯标准55nm工艺”使用环形振荡器电路实现功能。2.2各个原件的参数特性单仿考虑的使用“武汉新芯标准55nm工艺”，因此需要首先对相应管子进行单仿，经过单仿发现，在该工艺条件下，个器件的特性与此前接触的工艺下，并没有太大变化，可以仍然按照以前的方式进行使用，即不需要在电路设计中进行特别设计。下图为NMOS的I-V特性曲线图1所示： 图12.3 电路设计为

5、了实现低功耗，低驱动电压，高工作频率，高稳定性的要求。本文提出了一种解决环形振荡器温度漂移的高阶补偿方案，利用MOS 管的I-V 特性和双极型晶体管正向电压的负温度系数，产生补偿电压进而控制环形振荡器的振荡频率。同时利用线性稳压器对电压的波动进行抑制，使其具有良好的电压特性。因此本电路在设计环形振荡器时间将利用到环形振荡器模块，电压补偿模块，温度补偿模块，工艺补偿模块，延时模块，从而实现电路的高效，高稳定性工作。具体的电路工作流程如图1所示： 图2 振荡器体系结构该体系结构的工作原理分析如下:如图1电路所示，线性稳压器线性稳压器将片外的电源电压VBAT 转换成内核电压VDD，提供给电压补偿电路

6、，温度补偿电路，工艺补偿电路，振荡器主体电路和差分转单端电路，此外，补偿电路中的基准电压VREF由线性稳压器提供。环形振荡器是产生波形的主体电路，由差分延时单元组成，其输出通过一个差分转单端的电路，将差分信号转换成适用于标准方波信号输出，其占空比为50%。补偿电路根据环境的变化，产生适当的VCTRL 电压，通过偏置电路来影响环形振荡器的振荡频率，使其保持在48MHz不变。2.3.1 环形振荡器模块设计在现代电子电路系统中,石英晶体振荡器具有高的品质因素,能精确的定义谐振频率,提供系统标准参考源,因而扮演了极其重要的角色。晶体振荡器常常作为系统时钟,低功耗、高稳定性成为设计时要考虑的重点因素。

7、为了保证可靠的起振，振荡器在开始起振时的环路增益T =AF 要大于 1，一般情况下取T =AF 的值为 5 到 10，于是依靠振荡器在接通电源的瞬间产生的电流突变以及电路内各种微弱的噪声通过振荡环路内的选频回路选频，循环的送入放大器放大和反馈而保证了幅度的不断增长，但是随后又必须限制其增长，使振荡器达到平衡T =AF =1。使振荡器的输出信号达到幅度平衡一般可分为外稳幅和内稳幅两种方法，由于内稳幅方法是利用晶体管本身固有的非线性来实现振荡平衡，其功耗和信号的非线性失真往往比较大，所以对于低功耗和低相位噪声的应用一般都是采用外稳幅方法，它是在电路设计上采取一些外界措施帮助振荡器在起振过程中，将自

8、动调节为平衡时T =AF =1，从而减弱晶体管的非线性工作程度，以改善输出信号波形，减少相位失真，并可以控制输出信号幅度和电路功耗的大小。传统的Pierce振荡器如下图所示。 M1作为放大器,R1为负载电阻，反馈电阻Rf用来稳定放大管的静态工作点, 结构非常简单, 得到了普遍的应用。但是如果使用电阻直接作为负载功耗太大,且电阻占用的版图面积大, 不利于芯片集成；另外,振荡器电路没有对振荡电流的限制, 很可能因为振荡能量过大而使晶振受损,功耗大大增加。 针对这些不足, 文中对传统Pierce结构进行了改进: (1)设计了带使能控制的、快速起振的振荡电路, 以降低电路功耗；(2)设计了振荡器输出缓

9、冲电路, 对振荡器输出信号进行放大整形,调整输出信号占空比为50%,隔离负载电路的影响，以提高输出信号的稳定度；(3)设计了使能控制电路,不仅实现整体电路使能控制， 还可以在电路不起振时关断部分电路, 以进一步降低电路功耗。 图3传统的Pierce振荡器电路压控振荡器的设计需要综合考虑功耗、噪声和版图面积等因素，在大多数应用中,全差分振荡器采用三到五级的结构能够提供最优的性能川由于四级环形振荡器能够提供四相位或八相位时钟,在某些应用中比较有优势,同时考虑实际所需的振荡器的中心频率也不高,因此本设计采用三差分环形振荡器结构,如图4所示： 图4 三环形压控振荡器 该电路的基本工作原理为: OSC振

10、荡电路以噪声作为起振的原始激励信号,输出稳定的正弦信号:BUFFER振荡输出缓冲电路对前一级输出的正弦信号进行放大整形,得到占空比为50%的方波信号;分频电路对输出的方波信号进行频率调整,以得到适合不同频率信号源;频率调整后的方波信号通过高性能的输出缓冲电路,提高芯片的带负载能力,为各种电子系统提供准确的频率基准源。然后将得到的Vout+，以及Vout-经过差分转换电路，得到单端输出结果。对于N级环形振荡器的频率可以表示为：f=，在本电路中N取3对于每一级环形振荡器，则其具体的电路如图5所示 图5单级环形振荡器电路其原图模型为图 6 所示 图 6单级环形振荡器电路原图模型针对单级环形振荡器的分

11、析如下：由: 而对与IREF可以由公式求得，因此可以得到下面的结论：fosc=1Ntd=upCoxW4L43C0VDD-VCTRL(VDD-VT4-VCTRL)2带对称负载的差分延时单元如图6所示由源极耦合对和对称负载单元构成其中对称负载单元由一个二极管连接的PMOS管和相同尺寸、偏置于VBP的PMOS器件并联构成。研究表明对称负载单元的延时能够通过控制电压的精确控制,同时具有较高的电源噪声抑制能力器件构成的电流源动态的偏置于,用来补偿漏极和衬底电压的变化,实现等效于共源共栅电流源的特性因此带对称负载的差分延时单元能够实现较高的电源和衬底噪声抑制能力。将三级环形振荡器连接起来后得到图7的效果总

12、图： 对比较器的单仿 图7三级环形振荡器为了降低电源电压给振荡频率带来的影响，本设计在振荡器内部集成了一个线性稳压器。此线性稳压器一方面给振荡器电路提供电源VDD（在SoC 系统中，其他模块的电源亦可由此线性稳压器提供），另一方面，该线性稳压器内部带隙电压源产生的基准电压VREF 为温度补偿电路所需的的基准电压提供了来源。电路原理图如下图所示： 2.3.2 温度，电源补偿补偿模块由于本电路限制电路随温度，以及电源的波动范围限制再6%之间，因此需要在电路中添加相应的补偿电路。这里由频率计算公式fosc=1Ntd=upCoxW4L43C0VDD-VCTRL(VDD-VT4-VCTRL)2可知，欲达

13、到电路的补偿，只能通过对VCTRL进行控制，而VCTRL对应在环形振荡器的Vbp处，即可以通过一个外加控制电路达到该外加的控制电路与输出Vbp的结果，与温度，电源电压波动对于电路的影响正好成负相关。即考虑当环境温度发生变化时，MOS 管的参数也会发生变化，从而导致振荡器的振荡频率发生变化。载流子迁移率、栅氧化层电容、阈值电压等都会受温度影响。具体分析如下面公式所示： Vtp=|Vtp0|(1+vtT) Cox=C0x0(1+coxT) CEFF=CEFF0(1+ceffT)其中vt，cox，ceff分别对应阈值电压，栅氧化层电容以及输出等效电容的温度系数，|Vtp0|，C0x0，CEFF0为常

14、数，分别对应绝对零度的值，因此可以推导出： VCTRL=VBP=VDD-VTP-12f*N*CEFFKP'WLP-124VTP*f*N*CEFFKP'WLP+(f*N*CEFFKP'WLP)2考虑设计中的各个参数，即f=48mhz，N=3,且CEFF为皮法级的，因此上式可以简化得到：VCTRL=VBP=VDD-VTP-12f*N*CEFFKP'WLP-124VTP*f*N*CEFFKP'WLP+f*N*CEFFKP'WLP2VDD-Vtp01+vtT-12f*N*CEFFupoCox0WLPT22-124VTP*f*N*CEFFupoCox0WL

15、PT1.48由此可以设计出温度补偿以及电压补偿电路如图8所示，其中该补偿电路的输出端Vctrl即接在3级环形振荡器电路的Vbp端，从而控制VBP电压，保证输出频率的稳定性： 图8温度电压补偿电路值得注意的是，该部分补偿电路还兼备控制电路的的作用，即控制整个振荡器电路的工作的功能，在总电路图上，该控制电路的VDD是接在3级环形振荡器的EN使能端，从而实现当EN使能时整个电路处于工作状态，此时时能输出的电压值刚好就是VDD指，正好满足补偿电路电源电压的需求，该电路工作可以输出相应的VBP控制环形振荡器，当EN使能不工作时，整个电路处于关断状态，该补偿电路由于没有足够的驱动电压，亦处于关断状态，即可

16、以实现整个电路此时极低的尾电流。2.3.3差分转单端输出以及正弦波变方波电路根据图2所示，经过3级环形振荡器输出的波形为双端波形，因此需要加上相应的电路将双端转化为单端输出，即需要将相应的Vout+，以及Vout-转换为单端输出因此需要用到图9的差分转单端电路： 图9 差分转单端电路但是考虑到由于经过振荡器振荡得到的电路仍然是正弦波，而该电路的要求是需要输出占空比为50%的方波信号，即需要添加反相器实现该功能，而且正弦波变方波的最好方式也是利用差分对比较进行实现，故对图7进行改进设计，使其可以兼顾但端输出以及正弦波变方波功能，即实现一个电路两种功能的作用，环形振荡器的差分输出最后经过一个过零比

17、较器之后,得到输出摆幅是满幅,占空比是1 1的单端时钟信号VOUT，XTAL和XTALN端的信号均为非标准的正弦信号，特别是XTALN的振幅范围有可能超过电源电压的范围，因此，在振荡器输出端设计了图8所示的反相器缓冲电路，对振荡器输出信号进行差分放大整形，具体电路图10所示： 图10差分转单端输出以及波形整形电路同时，利用XTAL和XTALN的相位差180°的特性，保证整形输出的方波占空比为50%。图8中CB和C为互补使能控制信号。当CB为低时，C为高，M23和M24均截止，差分电路的偏置电流被关断，输出为低功耗模式的高阻态；当CB为高时，C为低，则M23和M24快速导通，为放大器电

18、路提供偏置电流，此时,XTAL和XTALN信号进行差分放大比较。当XTAL比XTALN高时，差分输出节点A和B的电位均为高，M13截止，M14导通，节点P输出为低,则缓冲后输出信号DIV为低;当XTAL比XTALN低时,差分输出节点A和B的电位均为低，MI13导通,MI22截止，节点P输出为高，缓冲后输出信号DIV为高，如此循环进行,输出方波信号DIV.由于XTAL和XTALN为相位差为180°,可以保证输出的方波信号占空比为50%。3.设计优化过程 对于本次的电路设计，我们的设计方案经过了很多次大的变动，一开始我们打算利用我们所学的石英晶体振荡器进行设计，即结合图11，图12进行设

19、计: 图11传统结构Pierce振荡器 图12低功耗振荡电路但是实际在设计电路时，我们却发现由于我们的工艺库并不支持石英晶体，因此这一方案只得放弃。 接下来留给我们的方案只有RC振荡器方案，以及LC振荡器方案两种可以选择。考虑到RC振荡器电阻R受到外界包括温度变化，电压变化，工艺条件不同等的影响，造成的结果变化值可以达到±30%，这样的结果是具有极大的不稳定性，而相应的LC振荡器则受这些因素的影响较小，故我们一开始的思路是使用LC电路，即利用LC振荡器，利用 （1）LC振荡器 （2）缓冲模块（整形模块，受信号控制） （3）控制模块（用于模式切换）这三个模块共同组成电路。当时对于LC电

20、路设计经过初步的仿真。 初步结果是不理想的，后来发现是我们的电感，电容值取值过小了，换成大电容，大电感并加入相应的整形电路得到了近似的方波情况，如图13所示产生的正弦波： 图13 LC振荡器产生的正弦波以及经过整形后得到的波形，如图14, 图15，图16所示 图14 图15这种情况下得到的电路波形的结果为：目前参数：方波摆幅：rail to rail频率：约48.2MHZ占空比：约50.5%可见这一结果还是较为满意的接着进行电压波形图的比较，如图16所示： 图16 电压波形比较图理论上，如果电路设计合理，则得到的波形图应该正好在正弦波中间值即0.6V发生方波的高低电平变化，根据该图16电压波形

21、图的比较，发现基本在0.6V附近发生变化，但是还是有一定误差，需要改进。最后又经过将MOS管进行调整，得到了较为理想的结果。但是此时一个问题就是，这种情况下得到的电路需要较大的电容，电感，而实际中这样的器件是很难做到的，因此必须进行分频电路设计，我们当时打算用四个D触发器，进行16分频设计，从而得到较高的频率值，这样所需要的电容，电感值就可以相应的做小了，即在实际工艺条件下就可以满足要求了。设计出了图17所示的D触发器电路，理论上这是可行的，分频电路对输出的方波信号进行频率调整,以得到适合不同频率信号源;频率调整后的方波信号通过高性能的输出缓冲电路,提高芯片的带负载能力,为各种电子系统提供准确

22、的频率基准源。但是对于分频却不能很好的实现，只能达到如图18，图19的分频效果，这种效果对于精度高的电路显然是完全不合适的，尤其是当使用4个D触发器是，将产生更大的误差，因此经过多次尝试改进后，我们只得改换RC电路进行设计： 图17 D触发器电路 图18 二分频波形 图19 优化后的二分频电路波形 我们经过考虑对于16分频电路，电路的设计进度必须非常高才能满足要求，而相应的对于RC电路则无需分频，且对于RC电路的各种不稳定性，也有比较成熟的解决方案进行解决。对于RC电路的优化过程，将在下面在电路性能，波形分析中进行说明。4.波形说明与性能分析4.1 输出电流，功耗分析首先对电路的功耗（电流）进

23、行说明，电路工作时产生的电流如图20所示，由截图可知该电路的工作电流为97uA<120uA： 图20 电路工作状态时电流而当电路关断时，电路中的尾电流为318.622pA即0.318uA如图21所示 图21 电路关断状态时电流4.2 输出尾对尾结构输出的结果也是尾对尾模型，如图22所示图22 尾对尾输出4.3 输出频率稳定性进行分析首先如图23所示为典型值情况下的波形图： 图23 典型值情况下的输出波形由上图可知在标准情况下得到一个波型内，起始时间，即一个波形的时钟上升沿时刻为 t1=227.68ns，下降时钟沿为 t2=238.05ns，另一个上升沿为 t3248.33ns。经过计算有

24、典型值下半周期为10.37ns，周期为20.65ns 占空比为50.2，频率为48.42MHZ。该结果是满足设计要求即占空比在40%到60%之间，频率在46MHZ到50MHZ之间的要求的。4.3.1 输出频率随输入电压变化波动性由于实际提供的电压是波动的，不可能是保持标准值1.2V不变的，因此需要考虑电路设计对于电压波动的抗干扰能力。下面分析随着电压波动从1.08V到1.32V对电路输出结果的影响结果，得到的扫面电压波形如图19,20,21，22所示： 图 19 图20 图21 图22通过图22两幅波形图的比较发现，输出结果整体频率并没有发生大的变化，为了更加精确清楚地对比这一结果，将不同电压

25、对应的输出数据记录并经过简单计算如表1所示：表1 不同电压情况下对应的输出波形由上表可知，在全电压范围内，占空比是满足要求的，而对与频率除了在极端值情况下出现不满足外，都是满足要求的。当然这次确实也是由于我们中途从LC电路换成RC电路，而且中途机房出现故障，因此电路调整时间有点紧张，如果能够有足够的时间相信这个问题是可以解决的。4.3.2 输出频率随温度变化波动由于温度对于芯片的影响非常大，因此必须考虑温度的影响，由于我们的电路在温度补偿上做的比较好，因此输出随温度变化的波动是很小的。对应的输出随温度的变化波形图如图23,24,25所示：图23图24 图25同样为了更加准确地对比输出结果，将输

26、出波形对应的数据绘制如表2所示： 表2输出随温度变化由表二可知，该电路的温度特性吻合的非常好，即随温度变化，占空比始终满足要求，而且频率也满足要求，该电路的频率从46.47MHZ波动到49.28MHZ满足要求。4.3.3 输出频率随工艺变化产生波动工艺的偏差同样会影响振荡器的输出频率, 在不同的晶片之间以及在不同的批次之间, MOS管的参数都会发生变化。虽然大多数的工艺参数是随温度变化的, 通过温度补偿电路同样可以实现对这部分随温度变化的工艺参数变化的补偿。但是根据得到的温度补偿电压没有考虑栅氧化层电容Cox变化的影响；在不同的工艺角(ProcessCorner)下, MOS管的氧化层厚度to

27、x会有差别, 相应的Cox也会随之变化。因此, 在给定控制电压VCTRL的情况下,由于Cox的不同, 得出的输出频率就会出现偏差；特别的, 在极端的SS工艺角和FF工艺角下, 仿真显示振荡器的输出频率最大约有60MHz的偏差， 因此必须设计相应的电路进行工艺补偿。对于不同工艺所造成的，输出频率随工艺变化，我们可以设计一个电路当工艺变化是其输出结果也相应的发生变化，而这一变化刚好可以控制振荡器电路的VBP的值，基于这一种构想，以及相应的计算公式，可以利用下图电路进行工艺补偿：即由如下公式由fosc=1Ntd=upCoxW4L43C0VDD-VCTRL(VDD-VT4-VCTRL)2VCTRL=V

28、BP=VDD-VTP-12f*N*CEFFKP'WLP-124VTP*f*N*CEFFKP'WLP+f*N*CEFFKP'WLP2VDD-Vtp01+vtT-12f*N*CEFFupoCox0WLPT22-124VTP*f*N*CEFFupoCox0WLPT1.48即由以上公式可知，该电路当好可以控制VBP点电压，从而实现减小振荡器由于工艺不同所造成的输出不同。我们经过切换不同的工艺角得到如图26,27，28情况，其中图26为慢工艺角情况，图27为标准值情况，图28为快工艺角情况： 图 26 慢工艺角情况 图27 标准工艺角情况 图28 快工艺角情况结果发现不同工艺角情

29、况下，得到的波形占空比都是满足设计要求的，但是输出频率却出现了较大的波动，即慢工艺角时频率为38MHZ，而使用快工艺角时为62MHZ，尽管这一结果比没有加工艺补偿电路得结果有了很大的改善，但是任然不满足要求，出现这种结果的原因可能是我们对于Vbp点的选择不是很合适，这可能需要接下来进一步改进。4.4 起振时间分析对于振荡电路，其起振时间也是一个极为重要的量，起振时间反映了振荡电路的反应速度，这在高频电路中极为重要，对于该电路设计要求的起振时间，该电路要求是满足小于5us，我们的结果如图29所示 图29起振波型由图29可知，该电路稳定振荡发生在175ns，即0.175us远远小于要求的5us满足

30、要去。5.性能总结本设计采用武汉新芯55nm工艺，制作低压低功耗滤波器。电路正常工作的电源电压范围为1.08V-1.32V，工作频率在典型值时为48MHZ,在快工艺角时为62MHZ，在慢工艺角情况在38MHZ这一点稍显不足。但是对于温度变化即温度从-20到85范围的变化，频率由46.7MHZ到49.2MHZ之间变化。随着电压的变化即电压从1.08V变化到1.32V频率由40MHZ波动到56MHZ。占空比满足要求，该电路的占空比从47.1%波动到52.7%。电路正常工作时电流97.0602uA满足电路要求。而当电路关断情况下，电路的尾电流为311.622pA即0.3uA满足要求。同时输出电压尾对

31、尾0V-12V满足要求。启动时间最大为0.2us，远远小于要求的0.5us满足要求。6.心得体会此次大赛中，我们通过使用湖北九同方微电子有限公司云平台，完成了基本满足要求的低功耗48MHZ低压振荡器设计的设计，感谢九同方公司给我们这样一个将理论得以运用，并更深刻了解IC设计流程的机会。由于之前我们在COMS课程设计中已经使用过该平台，因此使用起来还是比较顺手的，尤其本次比赛九同方联手武汉新芯，为我们的比赛提供了许多便利条件，尤其是在加载相应的库时，我们可以直接进行调用，不用像以前一样还需要进行文件加载。这次比赛我们可以说是走了许多弯路的，尤其一开始使用单纯的晶体振荡器电路，结果发现工艺库并不支

32、持，然后我们考虑到LC振荡器电路的稳定性较高，而RC振荡器电路电阻受外界环境波动变化影响较大，于是就更换成LC振荡器电路的设计，但是，这样的设计思路却产生了大电感，大电容问题，于是只能采用分频电路做法，结果发现在分频存在极大的问题，本来感觉D触发器是比较容易做的，但是当使用4个D触发器，组成16分频电路时却发现了严重的问题，那就是由于本电路要求对波动变化较为敏感，而实际中用D触发器很难做到这样高的精度，后来只得放弃该方案走RC环形振荡器方案，又在克服了许多苦难之后终于实现了电路的功能。这次比赛给我最深的体会就是要做好前期的资料查找工作，我们一开始就是由于资料查找不充分结果，对电路实际分析不到位

33、出现差错的。我们当时只是简单查阅了一些资料就开始动手做了，如果我们当时多查阅一些资料，进行详细的论证，也许这种走弯路的事就可以避免了。当然这次比赛是团队集体的，我们小组三人在整个过程做，相互配合，详细分工，各自尽最大努力完成自己负责的电路部分。同时也要感谢各位老师，同学，以及九同方技术人员的帮助，这次比赛很有意义，希望这样的比赛以后继续，并能邀请更多省外学校参与到其中，大家同台竞技，共同进步。我是电子专业的对于集成电路设计这一块虽然之前了解过一些，但是毕竟没有真的上手做过，尤其是相比于集成专业的同学来说，集成专业的同学，之前一直在参加华大九天，以及京东方的比赛，在实际设计中已经有了很多经验，不

34、过好在通过这次比赛，我学到了许多，尤其是在中途，团队主力由于17要参加中科院微电子所的夏令营，因此后期的任务就交给我和队里另外一个同学，而这时我们面对的是需要更换设计方案，把我们之前的LC设计方案换成RC方案，这意味着又得重新查找资料，设计电路模块，当时时间也是万分紧急，再加上那几天九同方的平台出现了故障，在这种情况下，我和队友一起努力克服万难，终于完成了任务，尽管我们的设计结果并不是十分理想，但是我们确实尽力了，我们付出了，不管结果如何，我们在这方面学到了许多。现在大三了，大家暑假都有很多安排，但是大家在这个比赛中却能够尽量挤出时间来一起做这个设计，确实极为难得，后面如果有时间的话，我希望在

35、工艺角补偿上再对该电路进行一定的优化。7 参考文献1模拟CMOS集成电路设计/(美)拉扎维（Razavi.B）著，陈贵灿等译2 一种低功耗高稳定性晶体振荡器芯片的设计陈红梅,徐静平,钟德刚 华中科技大学3.低功耗差分环形压控振荡器设计谢连波,桑红石,方海涛,朱海博,高伟 华中科技大学4.一种带温度和工艺补偿的片上时钟振荡器虞晓凡,林平分 北京工业大学5一种带高阶温度补偿的片内时钟振荡器设计 李扶苏，郭东辉 厦门大学6 On-Chip Reference Oscillators with Process, Supply Voltage andTemperature Compensation Ch

36、ao-Fang Tsai+, Wan-Jing Li, Peng-Yu Chen, Ying-Zu Lin and Soon-Jyh Chang+ Department of Electrical Engineering, National Cheng-Kung University, Tainan, Taiwan7 An Ultra-Low-Power Oscillator with Temperature and ProcessCompensation for UHF RFID TransponderYao WANG, Jiaxin LIU, Liangbo XIE, Guangjun W

37、EN8 一种改进的CMOS 差分LC 压控振荡器李永峰张建辉北京微电子技术研究所9Design of High Steady Low Voltage Low Power OscillatorSuitable for UHF RFID Transponder LI Jun, ZHUANG Yi-qi, LI Xiao-ming, Pang Ze-gui10应用于无线局域网的低压低功耗设计安徽大学8 附录电路图振荡器电路 波型整形电路补偿电路 整形电路仿真网表：* EESchema Netlist Version 1.1 (Spice format) creation date: 2016/7/1

38、8 15:39:22* To exclude a component from the Spice Netlist add Spice_Netlist_Enabled user FIELD set to: N* To reorder the component spice node sequence add Spice_Node_Sequence user FIELD and define sequence: 2,1,0*Sheet Name:/V2 3 0 1.2V0 1 0 1.2 主电路xM0 5 5 1 1 pfet w=1.1u l=0.5u m=1xM1 5 10 1 1 pfet

39、 w=1.1u l=0.5u m=1xM2 6 10 1 1 pfet w=1.1u l=0.5u m=1xM3 6 6 1 1 pfet w=1.1u l=0.5u m=1xM4 12 12 1 1 pfet w=1.1u l=0.5u m=1xM5 12 10 1 1 pfet w=1.1u l=0.5u m=1xM6 9 10 1 1 pfet w=1.1u l=0.5u m=1xM7 9 9 1 1 pfet w=1.1u l=0.5u m=1xM8 7 7 1 1 pfet w=1.1u l=0.5u m=1xM9 7 10 1 1 pfet w=1.1u l=0.5u m=1xM1

40、0 8 10 1 1 pfet w=1.1u l=0.5u m=1xM11 8 8 1 1 pfet w=1.1u l=0.5u m=1xM12 5 7 11 11 nfet w=5u l=0.5u m=1xM13 6 8 11 11 nfet w=5u l=0.5u m=1xM14 12 5 4 4 nfet w=5u l=0.5u m=1xM15 9 6 4 4 nfet w=5u l=0.5u m=1xM16 7 12 13 13 nfet w=5u l=0.5u m=1xM17 8 9 13 13 nfet w=5u l=0.5u m=1xM18 11 3 0 0 nfet w=2u

41、l=0.5u m=1xM19 4 3 0 0 nfet w=2u l=0.5u m=1xM20 13 3 0 0 nfet w=2u l=0.5u m=1 电容xc0 5 0 0 mimcap l=10u w=16uxc1 6 0 0 mimcap l=10u w=16uxc2 12 0 0 mimcap l=10u w=16uxc3 9 0 0 mimcap l=10u w=16uxc4 7 0 0 mimcap l=10u w=16uxc5 8 0 0 mimcap l=10u w=18u 整形电路xM21 14 12 1 1 pfet w=0.6u l=0.5u m=1xM22 14 1

42、2 0 0 nfet w=1.6u l=0.2u m=1xM23 15 14 1 1 pfet w=0.6u l=0.5u m=1xM24 15 14 0 0 nfet w=1.6u l=0.2u m=1xM25 16 15 1 1 pfet w=1.6u l=0.2u m=1xM26 16 15 0 0 nfet w=1.6u l=0.2u m=1 X2 20 0 0 nwres r=60k w=3u 补偿电路X1 10 20 0 nwres r=60k w=3uxM27 17 3 0 0 nfet w=0.8u l=0.3u m=1xM28 17 17 21 21 pfet w=0.8u

43、l=0.3u m=1xM29 21 21 3 3 pfet w=1.2u l=0.2u m=1xM30 10 21 3 3 pfet w=1.2u l=0.2u m=1xM31 0 23 20 20 nfet w=0.8u l=0.2u m=1xM32 23 23 0 0 nfet w=0.8u l=0.2u m=1xM33 20 20 19 19 pfet w=0.8u l=0.2u m=1xM34 23 23 22 22 pfet w=0.8u l=0.2u m=1xM35 19 19 3 3 pfet w=0.8u l=0.2u m=1xM36 22 22 3 3 pfet w=0.8u l=0.2u m=1*xM37 1 25 24 24 pfet w=2u l=0.5u m=1 .lib "xmc55lp/corner_switch.scs" global_file.lib "xmc55lp/corner_switch.scs" mos_tt.lib "xmc55lp/corner_switch.scs"