直流电机PWM调速系统设计书

1、直流电机PWM1速系统设计书第一章绪论1.1 背景在现代科学技术革命过程中，电气自动化在 20世纪的后四十年曾进行了两次 重大的技术更新。一次是元器件的更新，即以大功率半导体器件晶闸管取代传统 的变流机组，以线形组件运算放大器取代电磁放大器件。后一次技术更新主要是 把现代控制理论和计算机技术用于电气工程，控制器由模拟式进入了数字式。在 前一次技术更新中，电气系统的动态设计仍采用经典控制理论的方法。而后一次 技术更新是设计思想和理论概念上的一个飞跃和质变，电气系统的结构和性能亦 随之改观。在整个电气自动化系统中，电力拖动及调速系统是其中的核心部分。现代的电力拖动控制系统都是由惯性很小的晶闸管、电

2、力晶体管或其他电力 电子器件以及集成电路调节器等组成的。经过合理的简化处理，整个系统一般都 可以用低阶近似。而以运算放大器为核心的有源校正网络（调节器） ，和由R、C 等元件构成的无源校正网络相比，又可以实现更为精确的比例、微分、积分控制规 律，于是就有可能将各种各样的控制系统简化和近似成少数典型的低阶系统结构。目前，随着大功率电力电子器件的迅速发展，交流变频调速技术已日臻成熟 并日渐成为实际应用的主流，但这并不意味着传统的直流调速技术已经完全退出 了实际应用的舞台。相反，近几年交流变频调速在控制精度的提高上遇到了瓶颈， 于是直流调速的优势就显现了出来。直流调速仍然是目前最可靠，精度最高的调

3、速方法。譬如在对控制精度有较高要求的造纸，转台，轮机定位等系统中仍离不 开直流调速装置，因此加强对直流调速系统的研究还是很有必要的。1.2 直流调速系统的方案设计1.2.1 设计已知参数1、拖动设备：直流电动机：PN 185W UN 220V I N 1.1An 1600r/min N ,过载倍数1.5。2、负载：直流发电机：PN 100W UN 220V IN 0.5A n 1500r/min N3、机组：转动惯量 GD2 0.065Nm21.2.2 设计指标1、D= 4 ,稳态时无静差。2、稳态转速n=1500r/min,负载电流0.8A。3、电流超调量i 5%,空载起动到稳态转速时的转速

4、超调量n 15% o1.2.3 现行方案的讨论与比较直流电动机的调速方法有三种：调节电枢供电电压U、改变电动机主磁通改变电枢回路电阻R。改变电阻调速缺点很多，目前很少采用，仅在有些起重机、卷扬机及电车等 调速性能要求不高或低速运转时间不长的传动系统中采用。弱磁调速范围不大， 往往是和调压调速配合使用，在额定转速以上作小范围的升速。对于要求在一定 范围内无级平滑调速的系统来说，以调节电枢供电电压的方式为最好。改变电枢电压调速是直流调速系统采用的主要方法，调节电枢供电电压需要 有专门的可控直流电源，常用的可控直流电源有三种：旋转变流机组、静止可控 整流器、直流斩波器或脉宽调制变换器。由于旋转变流机

5、组缺点太多，采用汞弧整流器和闸流管这样的静止变流装置 来代替旋转变流机组，形成所谓的离子拖动系统。离子拖动系统克服旋转变流机 组的许多缺点，而且缩短了响应时间。目前，采用品闸管整流供电的直流电动机 调速系统已经成为直流调速系统的主要形式。由于以上种种原因，所以选择了脉宽调制变换器进行改变电枢电压的直流调 速系统。1.2.4 选才? PW棉制系统的理由SG35251一种性能优良，功能全，通用性强的单片集成PWF制器。由于它简单、可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调试，故获得广泛 使用。PW陈统在很多方面具有较大的优越性：1） PWMS速系统主电路线路简单，需用的功率器件少。2）开关

6、频率高，电流容易连续，谐波少，电机损耗及发热都较小。3）低速性能好，稳速精度高，调速范围广，可达到 1: 10000左右。4）如果可以与快速响应的电动机配合，则系统频带宽，动态响应快。变频调速很快为广大电动机用户所接受，成为了一种最受欢迎的调速方法，在 一些中小容量的动态高性能系统中更是已经完全取代了其他调速方式。由此可见， 变频调速是非常值得自动化工作者去研究的。 在变频调速方式中，PW蜩速方式尤 为大家所重视，这是我们选取它作为研究对象的重要原因。1.2.5 选才? IGBT的H桥型主电路的理由IGBT的优点：1)IGBT的开关速度高，开关损耗小。2)在相同电压和电流定额的情况下，IGBT

7、的安全工作区比GT戏，而且具有 耐脉冲电流冲击的能力。3)IGBT的通态压降比VDMOSFET,特别是在电流较大的区域。4)IGBT的输入阻抗高，其输入特性与电力 MOSFE类似。5)与电力MOSFE和GTRff比，IGBT的耐压和通流能力还可以进一步提高， 同 时可保持开关频率高的特点。在众多PW喳换器实现方法中，又以H型PW喳换器更为多见。这种电路具 备电流连续、电动机四象限运行、无摩擦死区、低速平稳性好等优点。本次设计 以H型PWMC流控制器为主要研究对象。1.2.6 采用转速电流双闭环的理由同开环控制系统相比，它具有抑制干扰的能力，对元件特性变化不敏感，并 能改善系统的响应特性。由于闭

8、环系统的这些优点因此选用闭环系统。单闭环速度反馈调速系统，采用 PI控制器时，可以保证系统稳态速度误差为 零。但是如果对系统的动态性能要求较高，如果要求快速起制动，突加负载动态 速降小等，单闭环系统就难以满足要求。在要求较高的调速系统中，一般有两个基本要求：一是能够快速启动制动； 二是能够快速克服负载、电网等干扰。通过分析发现，如果要求快速起动，必须 使直流电动机在起动过程中输出最大的恒定允许电磁转矩，即最大的恒定允许电 枢电流，当电枢电流保持最大允许值时，电动机以恒加速度升速至给定转速，然 后电枢电流立即降至负载电流值。如果要求快速克服电网的干扰，必须对电枢电 流进行调节。以上两点都涉及电枢

9、电流的控制，所以自然考虑到将电枢电流也作为被控量， 组成转速、电流双闭环调速系统第二章直流脉宽调速系统主电路设计2.1 主电路结构设计2.1.1 PWM变换器介绍脉宽调速系统的主要电路采用脉宽调制式变换器，简称PW渡换器。PW喳换器有不可逆和可逆两类，下面对本课设用到的可逆做一下简单的介绍和分析。可逆PWME换器主电路的结构形式有 T型和H型两种，其基本电路如图2.1 所示，图中（a）为T型PWMS换器电路，（b）为H型PWMS换器电路。6JL.图2.1可逆PW般换器电路（a） T型（b） H型T型电路由两个可控电力电子器件和与两个续流二极管组成，所用元件少，线路简单，构成系统时便于引出反馈，

10、适用于作为电压低于50V的电动机的可控电压源；但是T型电路需要正负对称的双极性直流电源，电路中的电力电子器件要 求承受两倍的电源电压，在相同的直流电源电压下，其输出电压的幅值为H型电路的一半。H型电路是实际上广泛应用的可逆 PWME换器电路，它由四个可控电力 电子器件和四个续流二极管组成的桥式电路。双极式可逆PW度换器的主电路如图2.1 （b）所示。四个电力晶体管分为两 组，VT1和VT4为一组，VT2和VT3为一组。同一组中两个电力晶体管的基极驱动 电压波形相同，即Ubi=lb4, VT1和VT4同时导通和关断；Ub2=Ub3, VT2和VT3同时导通和关断。而且 Ui, Ub4和Ub2,

11、5相位相反，在一个开关周期内 VT1, VT4和VT2, VT3两组晶体管交替地导通和关断，变换器输出电压5b在一个周期内有正负极性变化。由于电压Uab极性的变化，使得电枢回路电流的变化存在两种情况，其电压、 电流波形如图2.2所示。%* 4图2.2双极式PW度换器电压和电流波形 (a)电动机负载较重时(b)电动机负载较轻时如果电动机的负载较重，平均负载电流较大，VT1和VT4饱和导通；而Ub2和 Ub3为负，VT2和VT3截止。这时，U5加在电枢AB两端，Uab U5 ,电枢电流沿id 回路1流通(见图2.2 (b),电动机处于电动状态。在 a t T时，Ubl和Ub4为 负，VT1和VT4

12、截止；Ub2和Ub3为正，在电枢电感释放储能的作用下，电枢电流 经二极管VD2和VD3续流，在VD2和VD3上的正向压降使 VT2和VT3的c-e极承 受反压而不能导通，Uab U5,电枢电流id沿回路2流通，电动机仍处于电动状 态。有关参量波形图示于图2.2 (a)。如果电动机负载较轻，平均电流小，在续流阶段电流很快衰减到零。于是在 t2 t T时，VT2和VT3的c-e极两端失去反压，并在负的电源电压( U5)和电 动机反电动势E的共同作用下导通，电枢电流id反向，沿回路3流通，电动机处于 反接制动状态。在T t ti (0 t ti)时，Ub2和Ub3变负，VT2和VT3截止，因 电枢电

13、感的作用，电流经 VD1和VD4续流，使VT1和VT4的c-e极承受反压，虽 然Ubi和Ub2为正，VT1和VT4也不能导通，电流沿回路 4流通，电动机工作在制 动状态。有关参量的波形示于图 2.2 (b)0双极式可逆PW度换器与具有制动作用的不可逆 PWK换器的电流波形差不 多，主要区别在于电压波形；前者，无论负载是轻还是重，加在电动机电枢两端 的电压都在 U5和U5之间变换；后者的电压只在 U5和0之间变换。这里并未 反映出“可逆”的作用。实现电动机制可逆运行，由正、负驱动电压的脉冲宽窄 而定。如果正、负脉冲宽度相等，ton T/2,平均电压为零，电动机停止运转。因为双极式可逆PWME换器

14、电动机电枢两端的平均电压为12tonUd T【tonU5 (T ton)U5(m 1)U 5若仍以Ud/U5来定义PWMfe压的占空比，则双极式PW喳换器的电压占空2t比为 也 ，1。改变 即可调速，的变化范围为11。 为正值,U5 T电动机正转； 为负值，电动机反转； 0,电动机停止运转。在 0时，电 动机虽然不动，但电枢两端的瞬时电压和流过电枢的瞬时电流都不为零，而是交 变的。这个交变电流的平均值为零，不产生平均转矩，徒然增加了电动机的损耗， 当然是不利的。由于本次设计要求电机能实现启动、制动、正反转，并且能进行无极调速等。 又根据双极式H型可逆PW度换器具有的优点：电流一定连续，可以使电

15、动机实 现四象限动行；电动机停止时的微振交变电流可以消除静摩擦死区；低速时由于 每个电力电子器件的驱动脉冲仍较宽而有利于折可靠导通；低速平稳性好，可达 到很宽的调速范围。所以，本次设计我们选择双极式 H型可逆PW度换器。主电路如图2.3所示图2.3 H桥主电路2.1.2泵开电路当脉宽调速系统的电动机转速由高变低时（减速或者停车），储存在电动机和负载转动部分的动能将变成电能，并通过 PW搬换器回馈给直流电源。当直流 电源功率二极管整流器供电时，不能将这部分能量回馈给电网，只能对整流器输 出端的滤波电容器充电而使电源电压升高，称作“泵开电压”。过高的泵升电压会损坏元器件，因此必须采取预防措施，防止

16、过高的泵升电压出现。可以采用由分流电阻R和开关元件（电力电子器件）VT组成的泵升电压限制电路，如图 2.4 所示。图2.4泵升电压限制电路当滤波电容器C两端的电压超过规定的泵升电压允许数值时，VT导通，将回馈能量的一部分消耗在分流电阻 R上。这种办法简单实用，但能量有损失，且会 使分流电阻R发热。2.2参数设计2.2.1 IGBT 管的参数IGBT （Insulated Gate Bipolor Transistor ）叫做绝缘栅极双极晶体管。这 种器件具有MOS门极的高速开关性能和双极动作的高耐压、大电流容量的两种特 点。其开关速度可达1mS额定电流密度100A/cm2,电压驱动，自身损耗小

17、。其 符号和波形图如图2.5所示。设计中选的IGBT管的型号是IRGPC50UB的参数如 下：管子类型：NMO物效应管极限电压 Vm 600V极限电流Im： 27 A耗散功率P: 200 W额定电压U: 220V额定电流I : 1.2A. IGBT符号及波形伍)得W也)俄凫图2.5 IGBT信号及波形图2.2.2 缓冲电路参数如图2.1(b)所示，H桥电路中采用了缓冲电路，由电阻和电容组成。IGBT的 缓冲电路功能侧重于开关过程中过电压的吸收与抑制，这是由于 IGBT的工作频率 可以高达30-50kHz;因此很小的电路电感就可能引起颇大的 L强，从而产生过电dt压，危及IGBT的安全。逆变器中

18、IGBT开通时出现尖峰电流，其原因是由于在刚 导通的IGBT负载电流上叠加了桥臂中互补管上反并联的续流二极管的反向恢复电 流，所以在此二极管恢复阻断前，刚导通的IGBT上形成逆变桥臂的瞬时贯穿短路，使ic出现尖峰，为此需要用入抑流电感，即串联缓冲电路，或放大IGBT的容量。缓冲电路参数：经实验得出缓冲电路电阻 R=10K ;电容C 0.75 F 02.2.3 泵开电路参数如图2.4所示，泵开电路由一个电容量大白电解电容、一个电阻和一个VT组成。泵升电路中电解电容选取 C=2000 F ;电压U=450VVT选取IRGPC50UH号的IGBT管；电阻选取R=20第三章直流脉宽调速系统控制电路设计

19、3.1 PWM信号发生器PWM&号发生器以集成可调脉宽调制器 SG3525为核心构成,他把产生的电压 信号送给H桥中的四个IGBT。通过改变电力晶体管基极控制电压的占空比，而达 到调速的目的。具控制电路如图 3-1所示.图3-1 PWM控制电路3.2 转速、电流双闭环设计3.2.1 电流调节器设计本设计因为 5%1 Tl/Tei =23.98/6.70,I ab0;在T1截止时由于电感电流不能突变，电流I ab经 D2续流形成回路为A-B-D2-A,仍有VAb0,I ab0,电机工作在正转电动状态（第一 象限），T1,D2构成一个Buck变换器。若T1截止,T2周期性地通断，在T2导通的 To

20、n时间内，形成流回路 A-T2-B-A;在T2截止时，由于电感电流不能突变，电流I ab 经D1续流形成回路为A-D1-P-N-B-A,此时VAb 0,I ab 0,i ab 0；在T1截止的Toff 时间内，由于电感电流不能突变，iAB经D2续流，vab=0, A、B两端电压的平均值 VAB=Ton VPW(Ton+Toff)= a VPn, a为占空比。可见在图 2.3中当T2截止时由T1、 D2构成了一个降压斩波电路，iAB0, vab0,电机工作在正向电动状态。图2.2 H型桥式变换电图2.3半桥变换电路2.3.2 升压斩波电路与电机的制动状态图2.3中若T1截止、T2周期性地通断，在

21、T2导通的Ton时间内，vab= 0, i ab 0, i ab0,电机工作在正向制动状态， 将电能回送给直流电源。2.3.3 半桥电路与电机的电动和制动运行状态由上述分析可知，在图2.3所示的半桥电路中，若T2截止、T1通断转换时由 T1、D2构成了降压斩波电路，电机工作在正向电动状态；若 T1截止、T2通断转 换时由T2、D1构成了升压斩波电路，电机工作在正向制动状态。在图2.2中如果始终让T2导通、T1断开则类似地，当T4截止时，由T3、D4 构成了降压斩波电路，电机工作在反向电动状态；当 T3截止时，由T4、D3构成 了升压斩波电路，电机工作在反向制动状态。2.3.4 电机可逆运行的实

22、现由以上对可逆H桥电路的分析可知，电机的正反转是通过两个半桥电路即两 套升/降压斩波电路交替工作来实现的，(正转时由T1、T2组成的半桥电路工作， 反转时由T3、T4组成的半桥电路工作)。因此设计出一种半桥型可逆 PWMI速电路，即用一套升/降压斩波电路通过一个转换开关的切换既可用于电机的正转也可 用于电机的反转，它与H桥电路相比节省了两个开关器件，而且大大简化了电路， 状态开关的连接如图2.4所示，当A接COM, B接N时，电机正转（工作在I、H 象限）,当A接N, B接COMtf,电机反转（工作在m、IV象限）。图2.4转换开关连接图第3章PWM控制电路PWM Pulse Width Mo

23、dulation ）控制脉冲宽度调制技术，通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效地获得所需要波形（含形状和幅值）oPW雕制技术在逆变电路中应用最广，应用的逆变电路绝大部分是 PWMH, PWM 控制技术正是有赖于在逆变电路中的应用，才确定了它在电力电子技术中的重要地位。3.1 PWM基本原理PWMI通过控制固定电压的直流电源开关频率，从而改变负载两端的电压，进而达到控制要 求的一种电压调整方法。pww以应用在许多方面，如电机调速、 温度控制、压力控制等。在PWM!动控制的调整系统中，按一个固定的频率来接通和断开电源，并根 据需要改变一个周期内“接通”和“断开”时间的长短。通过改变直流电机电枢

24、上电压的“占空比”来改变平均电压的大小，从而控制电动机的转速。因此， PWM 又被称为“开关驱动装置”。如图3.1所示，在脉冲作用下，当电机通电时，速度增加；电机断电时，速 度逐渐减少。只要按一定规律，改变通、断电的时间，即可让电机转速得到控制。设电机始终接通电源时，电机转速最大为 Vmax设占空比为D=t1/T ,则电机 的平均速度为式中Vd电机的平均速度Vmax-电机全通电时的速度（最大）D=t1/T 占空比由公式（2）可见，当我们改变占空比 D=t1/T时，就可以得到不同的电机平均速度Vd,从而达到调速的目的。严格地讲，平均速度 Vd与占空比D并不是严格的线 性关系，在一般的应用中，可以

25、将其近似地看成线性关系。防冲心号图3.1电枢电压“占空比”与平均电压关系图Vd=VmaxD3.2 PWM的理论基础冲量相等而形状不同的窄脉冲加在具有惯性的环节上时，其效果基本相同. 冲量指窄脉冲的面积。效果基本相同，是指环节的输出响应波形基本相同。低频 段非常接近，仅在高频段略有差异。图3.2形状不同而冲量相同的各种窄脉冲面积等效原理：分别将如图3.1所示的电压窄脉冲加在一阶惯性环节 (R-L电路)上，如图3. 2a所示。其/&出电流i(t)对不同窄脉冲时的响应波形如图 3.2b所示。从波形可 以看出，在i(t)的上升段，i(t)的形状也略有不同，但其下降段则几乎完全相同。 脉冲越窄，各i(t

26、)响应波形的差异也越小。如果周期性地施加上述脉冲，则响应 i(t)也是周期性的。用傅里叶级数分解后将可看出，各 i(t)在低频段的特性将非 常接近，仅在高频段有所不同。图3.3冲量相同的各种窄脉冲的响应波形用一系列等幅不等宽的脉冲来代替一个正弦半波，正弦半波N等分，看成N个相连的脉冲序列，宽度相等，但幅值不等；用矩形脉冲代替，等幅，不等宽， 中点重合，面积（冲量）相等，宽度按正弦规律变化。SPW-形一一脉冲宽度按正弦规彳t变化而和正弦波等效的 PW瞰形。图3.4用PWMfc代替正弦半波要改变等效输出正弦波幅值，按同一比例改变各脉冲宽度即可。PWMfe流波：电流型逆变电路进行PW雌制，得到的就是

27、PWMfe流波。PW极形可等效的各种波形：直流斩波电路：等效直流波形SPW敏：等效正弦波形，还可以等效成其他所需波形，如等效所需非正弦交流波 形等，其基本原理和SPWItt制相同，也基于等效面积原理。3.3 PWM实现方法PWW号的产生通常有两种方法：一种是软件的方法；另一种是硬件的方法。 硬件方法的实现已有很多文章介绍，这里不做赘述。本文主要介绍利用单片机对 PWM&号的软件实现方法。MCS-51系列典型产品8051具有两个定时器T0和T1。通过控制定时器初值T0 和T1,从而可以实现从8051的任意输出口输出不同占空比的脉冲波形。由于 PWM 信号软件实现的核心是单片机内部的定时器，而不同

28、单片机的定时器具有不同的 特点，即使是同一台单片机由于选用的晶振不同，选择的定时器工作方式不同， 其定时器的定时初值与定时时间的关系也不同。因此，首先必须明确定时器的定 时初值与定时时间的关系。如果单片机的时钟频率为f,定时器/计数器为N位，则定时器初值与定时时间的关系为：式中， Tvl定时器定时初值；N个机器周期的时钟数。N随着机型的不同而不同。在应用中，应根据具体的机型给出相应的值。这样，我 们可以通过设定不同的定时初值 Tvy从而改变占空比D,进而达到控制电机转速的 目的。3.4 直流电机的PW腑制技术由于控制的对象是直流电机，本系统选择了等脉宽PWM&对电机的电压进控制。这样一来，对电

29、机转速的控制就变成了对电枢电压的控制，PWM!制任务就简单的变成了调压，省去了调频的内容。图 3.5给出了直流电机PWM$制原理的电 路及输出电压波形图。在图中，控制程序设计假定晶体管 V先导通T1秒，这个期 间电压U全部加 到电枢上（如果忽略V上的管 压降），然后关断T2秒，这个 期间电枢两端电压为零。如此 反复，则电枢端的电压波形如 图中（b）所示。电枢两端电压 的平均值为：图3.5 直流电机PW雌制原理的电路（a）电枢端的电压波形（b）a为一个周期T中，晶体管V导通时间时间的比率，称为负载率或占空比。变a即可改变电枢两端的电压。使用下面三种方法中的任何一种，即可改变达到调压 的目的：（1

30、） T1 保持一定，T2变化。（2） T2保持一定，T1变化T保持一定，T1变化。3.4.1 SG3525 的结构控制电路以SG352效核心构成，它采用 恒频脉宽调制控制方案，适合于各种 开关电源，斩波器的控制。其内部包含精密基准源、锯齿波振荡器、误差放大器、 比较器、分频器等，并含有欠压锁定电路，闭锁控制电路和软起动电路。SG352睬 用16引脚标准DIP封装。具各引脚功能如图3.6所示，内部框图如图3.7所示。图3.6 SG3525的引脚I _ 二 1 产至至出I I K 定: 编班期后片抖1图3.7 SG3525的内部结构图3.4.2 工作原理SG3525为频率固定脉宽可调的集成 PW棉

31、制器，其内部原理由基准电压Uref、 振荡器G、误差放大器比较器DC、PW微相器、分相器、欠电压锁定器、输出极、 软启动及关闭电路等组成 其中：输入电压Uccl 、基准电压Uref与输出电压Uccl可在835V范围变化.通常可用+ l5 V. Uref 是一 AE个标准三端稳 压器，有温度补偿，精度可达I5 . 1 +1%)V。它即是内部电路的供电电源，也可 为芯片外围电路提供标准电源，输出电流可达40 mA ,有电流保护功能；振荡器G由一个双门限比较器、一个恒流电源及电容充放电电路构成。Cr恒流充电，产生一锯齿波电压，锯齿波的峰点电平为3. 3 V ,谷点电平为0.9 V ,锯齿波 的上升边

32、对应Cr充电，充电时间t1（参见图3）决定于RtCr ;锯齿波下降边对 应Cr放电，放电时间t2决定于RdCr。锯齿波频率由下式决定f= 1/（t1+t 2） = 1/【Cr0.67 Rt+ 1 .3RRd由于双门限比较器门限电平由基准电压分压取得，并且给Cr充电的恒流源对电压及温度变化的稳定性很好，故 Uccl在8 35 V范围变化时，锯齿波的频率 稳定度可达1%;当温度在一 55125 qc范围内变化时，其频率稳定度为 3%。 振荡器G对应于锯齿波下降进输出一时钟信号（CP脉冲），其宽度为t2 .故调节 Rd即可调节CP脉冲宽度，由后面的叙述可知，这个 CP脉宽决定了两输出口 I、 II输

33、出脉冲之问最小的时间问隔，即死区 td .所以调节Rd就可调节死区td, Ro 越大，死区越大。振荡器还设有外同步输入端3脚，在3脚加直流或高于振荡器频率的脉冲信号，可实现对振荡器的外同步；误差放大器AE其直流开环增量为 70dB。同相输入端接基准电压或其分压值，反馈电压信号接反相输入端。根据系 统动态、静态特性的要求，可在 9脚和1脚之间接入适当的反馈电路网络，如比 例积分电路等；比较器 DC与PWM1存器误差放大器输出电压 U加至比较器DC 反相端，振荡器输出的锯齿波电压U +加于同相端，比较器DC输出一 PWM信号， 该PWM信号经锁存器锁存，以保证在锯齿被的一个周期内只输出一个PWM脉

34、冲信号；分相器是一个 T触发器，每输入一个cP脉冲，则Q翻转一次。所以 分相器的输出是一个方波信号，其频率为锯齿波频率的1 /2。此方波信号加至输出级两组门电路的输入端 B ;当电源电压t7V时，欠电压锁定器输出一高 电平，加至输出级门电路的输入端 A ,同时也加到关闭电路的输入端，以封锁输 出；输出级两组输出级结构相同，每一组的上侧为“或非”门，下侧为“或” 门，有A.B.C.D四个输入端，D端输入PWMC冲信号。端输入分相器输出的 Q （或 Q）信号，C端输入CP脉冲信号，A端输入欠电压锁定信号。设输出信号为 P和 P,则P =a+b+c+d ,P =A +B+ C + D。P和P分别驱动

35、输出级上、下个晶体 管。两个晶体管组成图腾柱结构，使输出级既可向负载提供电流又可吸收负载电流。设计IGBT工作频率为10 kHZ左右，开关频率高，滤波电感、电容值可以减小， 甚至可不用。据此选择、CT在5脚与7脚之间跨接电阻Rd,以形成死区时间。Cr 上形成锯齿波电压u +的频率为10 kHZ,此锯齿波电压u +加于PWM匕较器DC的 同相输入端。基准电压+5 V经船、RP分压后加于误差放大器 AE的同相输入端， 而由输出电压采样电路引来的电压反馈信号加于AE的反相输入端。设这时AE的输出电压为U_ ,它加于比较器DC的反相输入端在U _、U+、的共同作用下， 比较器DC?口PW檄存器输出PW

36、M&号，加于“或非”或j门的输入端Do振荡器输出的cP脉 冲加于“或非”（“或”）门的输入端Co分相器输出的q、Q脉冲分别加于两组 输出级“或非”（“或”）门的输入端口。设这时SG3525电源电压正常，欠电压锁 定器输出低电平；加于主电路输入端 A,于是，对于输出口 I ,根据P=a+b+c+d及 P = A+B+C+D的逻辑关系，获得如图3.4所示的脉冲列，而对于输出口 II获得图 3.4所示的脉冲列。现在，I 口（11脚）、II 口（14脚）并联使用。以此脉冲经光隔 离、放大后驱动开关器件IGBT ,则电动机M获得同样波形的端电压。3.4.3 SG3524与SG3525勺功能特点及软起动功

37、能的比较对PWM!制芯片SG3524t SG3525勺工作性能作了介绍和比较，通过实验得出了SG3525ft软起动功能上较SG3524W很大的改进。目前，开关电源越来越广泛地应用于各行各业中，是各种用电设备的重要组成部分。在开关电源的设计过程中， 常常使用各种PWIMJ IC。因此，作为开关电源的设计者，有必要熟悉各种 PWIMJ 集成芯片的性能差别。SG3525在SG3524勺基础上，主要作了以下改进。1 ）增设欠压锁定电路 电路主要作用是当IC输入电压小于8V时，集成块内 部电路锁定，停止工作（基准源及必要电路除外），使之消耗电流降至很小（约 2mA 。2 ）有软起动电路 比较器的反相端即

38、软起动控制端脚 8可外接软起动电容。 该电容由内部5V基准参考电压的50nA恒流源充电，使占空比由小到大（50%） 变化。3）比较器有两个反相输入端SG3524勺误差放大器、电流控制器和关闭控制3个信号共用一个反相输入端，现改为增加一个反相输入端，误差放大器与关闭电 路各自送至比较器的反相端。这样，便避免了彼此相互影响，有利于误差放大器 和补偿网络工作精度的提高。4）增加PW微存器使关闭作用更可靠比较器（脉冲宽度调制）输出送到 PWM锁存器，锁存器由关闭电路置位，由振荡器输出时间脉冲复位。这样，当关闭电 路动作，即使过电流信号立即消失，锁存器也可维持一个周期的关闭控制，直到 下一个周期时钟信号

39、使锁存器复位为止。5）振荡器作了较大改进 SG352时的振荡器只有CT及RT两引脚，充电和放 电回路是相同的。SG3525勺振荡器，除了 CT及RT引脚外，增加了放电引脚7、 同步引脚3。RT阻值决定对CT充电的内部恒流值，CT的放电则由脚5及脚7之间 外接的电阻值RDft定。把充电和放电回品&分开，有利于通过RD来调节死区的时问，这是重大的改进。在SG3525中增力口了同步引脚3专为外同步用，为多个SG3525 的联用提供了方便。6）输出级作了结构性改进 电路结构改为确保其输出电平处于高电平，或低 电平状态。另外，为了适应驱动 MOSFET需要，末级采用了推挽式电路，使关断 速度更快。SG3

40、52M加的工作性能在实际应用中具有重要意义。例如，脚8增加的软起动功能，避免了开关电源在开机瞬间的电流冲击，可能造成的末级功率开关管的 损坏。3.4.4. LM1413 的结构456D100/3WIGBT150VCC15VCOMCOM阵列驱动器100/3WC50750VCC15V116B1510U10K给定电压141R7C421510U10K611R83.8 LM14133.4.5 LM1413 的作用4 0.01U5SG3525勺驱动能力有限，本电路中把SG3525第11, 14脚的输出VCC15VLM%13 可靠性高。由的内部接线图75010k10K 2E2IGBT213SG352512M

41、B2 去脉冲变压器3KC1 6R2350R6314LM1413第4章转速调节器和电流调节器的设计4.1 PID调节器的基本原理在模拟控制系统中，控制器最常用的控制规律是PID控制。常规PID控制系统原理框图如图4.1所示，系统由模拟PID控制器和被控对象组成。-H比例)，积分j、(刍出被转对家安“御务I图4.1模拟PID控制原理框图PID控制器是一种线性控制器，它根据给定值r(t)与实际输出值c(t)构成控制偏将偏差的比例(P),积分(I)和微分(D)通过线性组合构成控制量，对被控对象进行 控制，故称PID控制器。 简单说来，PID控制器各校正环节的作用及对控制效果 的影响如下：比例环节：作用

42、快，无滞后，只要一有偏差，立即就能给出相应的调 节作用，它能及时克服扰动，使被调参数稳定在给定值附近。加大比例系数可以提高系统对偏差的分辨率，提高系统的调节精度。缺点是对具有自平衡性的控制 对象有余差(自平衡性是指系统阶跃响应终值为一有限值 )，扰动出现后，比例调 节的结果使被调量不能回到给定值，只能恢复到给定值附近。对一带有滞后的系 统，叮能产生振荡，动态特性也差。比例系数过大会产生较大的超调，甚至导致 系统不稳定：若取值过小，可以减小系统的超调量，增大稳定裕度，但会降低系统 的调节精度，使过渡时间延长。积分环节：提高系统的抗干扰能力，消除系统的静 态误差，适用于有自平衡性的系统。只要有偏差

43、存在，输出调节信号就不断动作， 直到把偏差信号消除。但它有滞后现象，使系统的响应速度变慢，超调量变大， 并可能产生振荡。加大积分系数有利于减小系统的静态误差，但过强的积分作用 会使超调增大。通常在调节过程的初级阶段，为防止由于某些外部因素以及非线 性等影响造成的积分饱和，从而引起整个系统响应过程中有较大的超调量，积分 系数应该取得小一些，在响应过程的中期，为避免对动态稳定性造成影响，积分 作用应该适中，在过渡过程后期，应该取较大的积分系数以减小系统的静差以提高 调节精度，消除系统的稳态误差。微分环节：改善系统的动态特性。它是根据偏差 的变化速度来调节的，所以它的输出快，有时尽管偏差很小，只要它

44、的变化速度 很快，微分调节就有一个较大的输出。它的速度比比例调节还要迅速，它能给出 响应过程提前制动的减速信号，有助于减小超调，克服振荡，使系统趋于稳定；同时加快系统的响应速度，减小调整时间，从而改善了系统的动态性能，缺点是抗干扰能力差。适当选取微分环节，可以减小系统的超调，增加系统的稳定性，但是 过大的微分系数会导致响应过程提前制动，从而延长调节时间，并且使得变化过 于敏感，使系统的抗干扰性能变差。4.2 速度调节器ASR本系统采用双闭环调速系统，正/反转共用一个速度调节器。它用来放大 速度偏差信号，并对速度偏差信号进行比例积分运算后输出，它的输出信号又 作为电流给定信号施加给电流调节器。速度调节器(ASR由速度比较器FD,速度调节器FD2构成。FD比较器是 由线性运算放大器通过电阻 R4构成继电特性。当速度给定信号接近为零时， 由于FD从电位器W装得正向偏移，所以FD输出大于+8V电压，该电压通过二 极管乙加到FC2,使FD2迅速输出负向饱和，使下一级的电枢电流调节器(LT-1) 获得一个推B到最小的信号，这时整个系统处于停机状态，当速度给定信号 大于0.2V时则比较器迅速翻转输出为负，由于整流二极管 Zi的阻挡作用，便 不再有正向偏压加到FE2,于是使FD2迅速退出负向饱和，并开始按速度偏差