运动控制系统课程设计-双闭环直流调速系统

1、目录一、设计任务21、设计对象参数22、性能指标23、课程设计的主要内容和要求2电力拖动不可逆直流调速系统主电路的设计2控制电路的设计2二、电力拖动不可逆直流调速系统主电路的设计31、整流电路和整流器件的选择32、 整流变压器参数的计算33、整流器件的保护44、平波电抗器参数的计算45、触发电路的选择4三、直流双闭环调速系统原理图设计5系统的组成5系统的电路原理图6直流双闭环调速系统调节器设计63.1 获得系统设计对.83.2 电流调节器的设计63.3 转速调节器的设计11四、系统起动过程分析16一、设计任务1、设计对象参数（1）Pnom=30KW（2）Unom=220V（3）Inom=136

2、A（4）nnom=1460r/min（7）C e=0.2 v.min/r（10）Toi=0.002 s（13）U* =8 Vnm（5）R a =0.2（8）R =0.18（11）T0=0.01 s (14)U* =8 Vim（6）R =0.6（9）KS=42（12）=1.52、性能指标i5%n10%3、课程设计的主要内容和要求3.1 电力拖动不可逆直流调速系统主电路的设计（1） 整流电路和整流器件的选择（2）（3）（4）（5）整流变压器参数的计算整流器件的保护平波电抗器触发电路的选择3.2 控制电路的设计（1）（2）（3）建立双闭环不可逆直流调速系统的动态数学模型电流调节器的设计计算转速调节器

3、的设计计算0二、电力拖动不可逆直流调速系统主电路的设计1、整流电路和整流器件的选择目前在各种整流电路中，应用最为广泛的是三相桥式全控整流电路，其原理图如图 1 所示，其中阴极连接在一起的三个晶体管（VT1，VT3，VT5）称为共阴极组；阳极连接在一起的三个晶体管（VT4，VT6，VT2）称为共阳极组。三相桥式全控整流电路图2、 整流变压器参数的计算采用三相双绕组变压器。设计参数如下：U2N=UN=220V；I2N=IN=136A；额定容量：SN=sqr(3)* U2N* I2N=518.23KVA三相双绕组变压器原理图13、整流器件的保护电力电子器件中不可避免的会发生过电压，会损坏电力电子器件

4、。对于大容量的电力电子装置，可以采用如下图所示的反向阻断式RC 电路来限制和吸收过电压。反向阻断式RC 电路4、平波电抗器参数的计算负载为直流电时，如果出现电流断续则电的机械特性将很软。当电流断续时，随着Id 的增大，转速n（与反电动势成比例）降落很大，机械特性较软，相当于整流电源的内阻增大。较大的电流峰值在电换向时容易产生火花。同时，对于相等的电要求电源的容量也大。形底部较窄，则其有效值越大，为了克服以上缺点，一般在主电路中直流输出侧串联一个平波电抗器，用来减少电流的脉动和延长晶闸管导通的时间。总电感：L=TlR=0.002*0.6=1.2mH平波电抗器的电感量：L=L-0.693U2/Id

5、min=2.74mH5、触发电路的选择的晶体管触发电路，它由V1，V2 组成的脉冲放大环节和脉冲变压器TM 及附属电路的脉冲输出环节两部分组成。当V1，V2 导通时，通过脉冲变压器向晶闸管的门极和阴极之间输出触发脉冲。VD1 和R3 是为了V1，V2由导通变为截止时脉冲变压器TM其的能量而设的。为了获得触发脉冲波形中的强脉冲部分，还需适当附加其它电路环节。23图 2 转速、电流双闭环直流调速系统2 系统的电路原理图图 3 直流双闭环调速系统电路原理图为了获得良好的静、动态性能，转速和电路两个调节器一般都采用 PI 调节器，这样组成的直流双闭环调速系统电路原理图如图 3 所示。图中ASR 为转速

6、调节 器，ACR 为电流调节器，TG 表示测速发电机，TA 表示电流互感器，GT 是触发电路，UPE 是电力电子变换器。图中标出了两个调节器输入输出电压的实际极性，它们是按照电力电子变换器的控制电压Uc 为正电压的情况标出的，并考虑到运算放大器的倒相作用。图中还标出了两个调节器的输出都是带限幅作用的，转U *速调节器ASR 的输出限幅电压 im 决定了电流给的电压的最大值，电流调节器ACR 的输出限幅电压Ucm 限制了电力电子变换器的最大输出电压Udm 。3 直流双闭环调速系统调节器设计4本设计将运用工程设计方法来设计转速、电流双闭环调速系统的两个调节器。按照设计多环控制系统先内环后外环的一般

7、原则，从内环开始，逐步向外扩展。在双闭环系统中，应该首先设计电流调节器，然后把整个电流环看作是转速调节系统的一个环节，再设计转速调节器。3.1 获得系统设计对象根据图3 直流双闭环调速系统电路原理图可以方便的绘出系统的稳态结构框图，如图 4 所示。其中 为转速反馈系数， 为电流反馈系数。图 4 直流双闭环调速系统的稳态结构框图在考虑双闭环控制的结构（见图 4 直流双闭环调速系统的稳态结构框图）的基础上，即可绘出直流双闭环调速系统的动态结构框图，如图 5 所示。图中WASR (s) 和WACR (s) 分别表示转速调节器和电流调节器的传递函数。为了引出电流反馈，在电的动态结构框图中必须把电枢电流

8、 Id 显示出来。图 5 直流双闭环调速系统的动态结构框图在实际设计过程中，由于电流检测信号中常含有交流分量，为了不使它影响到调节器的输入，需加低通滤波。这样的滤波环节传递函数可以用一阶惯性环5节来表示，其滤波时间常数Toi 按需要选定，以滤平电流检测信号为准。然而，在抑制交流分量的同时，滤波环节也延迟了反馈信号的作用，为了平衡这个延迟作用，在给定信号通道上加入一个同等时间常数的惯性环节，称作给定滤波环节。其意义是，让给定信号和反馈信号经过相同的延时，使二者在时间上得到恰当的配合，从而带来设计上的方便。由测速发电机得到的转速反馈电压含有换向纹波，因此也需要滤波，滤波时间常数用Ton 表示。根据

9、和电流环一样的道理，在转速给定通道上也加入时间常数为Ton 的给定滤波环节。所以直流双闭环调速系统的实际动态结构框图应该与图 5 有所不同，应当增加滤波环节，包括电流滤波、转速滤波和两个给定信号的滤波环节。如图 6 所示。图 6 直流双闭环调速系统的实际动态结构框图3.2 电流调节器的设计3.2.1 电流环结构框图的化简在图 6 点画线框内的电流内环中，反电动势与电流反馈的作用相互交叉，这将给设计工作带来麻烦。实际上，反电动势与转速成正比，它代表转速对电流环的影响。在一般情况下，系统的电磁时间常数Tl 远小于机电时间常数Tm ，因此，转速的变化往往比电流变化慢得多，对电流环来说，反电动势是一个

10、变化慢的扰动，在电流的瞬变过程中，可以认为反电动势基本不变，即E 0 。这样，在按动态性能设计电流环时，可以暂不考虑反电动势变化的动态影响，也就算说，可以暂且把反电动势的作用去掉，得到电流环的近似结构框图，如图 7所示。可以证明，忽略反电动势对电流环作用的近似条件是：1 3ciT T式中 ci 电流环开环频率特性m的l 截止频率。6图 7 忽略反电动势的动态影响时的电流环动态结构框图如果把给定滤波和反馈滤波两个环节都等效的移到环内，同时把给定信号改成U (s) ，则电流环便等效成负反馈系统，如图 8 所示。i图 8 等效成负反馈系统的电流环动态结构框图最后，由于Ts 和Toi 一般都比Tl 小

11、的多，可以当作小惯性群而近似的看作是一个惯性环节，其时间常数为：Ti Ts Toi则电流环结构框图最终可以简化成如图 9 所示。简化的近似条件是 11ci3T Ts oi图 9 小惯性环节近似处理的电流环动态结构框图3.2.2 电流调节器结构的选择首先考虑把电流环校正成哪一类典型系统。从稳态要求上看，希望电流无静差，可以得到理想的堵转特性，由图 9 可以看出，采用型系统就够了。再从动态要求上看，实际系统不允许电枢电流在突加控制作用时有太大的超调，以7保证电流在动态过程中不超过允许值，而对电网电压波动的及时抗扰作用只是次要。为此，电流环应以跟随性能为主，即应选型型系统。图 9 的表明，电流环的控

12、制对象是双惯性型的，要校正然应采用PI 型的电流调节器，其传递函数可以写成：型型系统，显(s) Ki (is 1)WACR s式中 Ki 电流调节器的比例系数i ； i 电流调节器的超前时间常数。为了让调节器零点与控制对象的大时间常数极点对消，选择 i Tl则电流环的动态结构框图便成图 10 所示的典型形式，其中：Ki Ks K Ri图 10 校正型型系统的电流环动态结构框图3.2.3 电流调节器的参数计算1.确定时间常数1）整流装置滞后时间常数Ts 。通过表 1出，三相桥式电路的平均失控 0.0017s 。时间Ts电流滤波时间常数Toi 。根据初始条件有Toi=0.002 s。电流环小时间常

13、数之和T i 。按小时间常数近似处理，取 Ts Toi0.0037。T if 50HZ ）表 1 各种整流电路的失控时间（8整流电路形式最大失控时间Ts max (ms)平均失控时间Ts (ms)单相半波单相桥式（全波）20101052.选择电流调节器结构根据设计要求 ，稳态电压无差，按典型型系统设计电流调节器。电流环控制对象是双惯性型的，因此可用 型电流调节器，其传递函数： 检查对电源电压的抗扰性能： ，参照表 的典型型系统动态抗扰性能，各项指标都是可以接受的。表 2 典型型系统动态抗扰性能指标与参数的关系3.计算电流调节器参数电流调节器超前时间常数： 。电流开环增益：要求 时，按表 ，取

14、，因 此于是， 的比例系数为：表 3 典型型系统跟随性能指标和频域指标与参数的关系参数关系 0.250.390.500.691.0阻尼比1.00.80.7070.60.5超调量0%1.5%4.3%9.5%16.3%三相半波三相桥式、六相半波6.673.333.331.674.校验近似条件电流环截止频率： ci K 135.1s1晶闸管整流装置传递函数的近似条件11 196.1s1 3T3 0.0017sci满足近似条件。s忽略反电动势变化对电流环动态影响的条件11 40.82s1 330.18s 0.03sciT T满足近似条件。m l电流环小时间常数近似处理条件11 110.0017s 0.

15、002s 180.8s1 满足近似条件。ci3T T3s oi5.计算调节器电阻和电容由图 11，按所用的运各电阻和电容值为：Ri=KiR0=0.0018*40=0.072k,取 0.07 k.Ci=i/Ri=0.24F，取 0.24F Coi=4Toi/Ro=0.25F,取 0.25F按照上述参数，电流环可以达到的动态跟随性能指标i=1.25,满足设计要求。3.2.4 电流调节器的实现含给定滤波和反馈滤波的模拟式PI 型电流调节器原理图如图 11 所示。图中U Ii 为电流给的电压，d 为电流负反馈电压，调节器的输出就是电力电子变换器的控制电压Uc 。根据运算放大器的电路原理，可以导出：T

16、1 R CKi Ri R0Ki Ri R0oi0 oi410上升时间tr6.6 T4.7 T3.3 T2.4 T峰值时间tp8.3 T6.2 T4.7 T3.6 T相角稳定76.369.965.559.251.8截止频率c0.243 /T0.367 /T0.455 /T0.569 /T0.786 /T图 11 含给定滤波与反馈滤波的PI 型电流调节器3.3 转速调节器的设计3.3.1 电流环的等效闭环传递函数电流环经简化后可视作转速环的一个环节，由图 10 可知，电流环的闭环传递函数Wcli (s) 为s(T s 1)KId (s)1W (s) cliU (s) /1)Ti KI1s s 12

17、IiiKI忽略高次项，Wcli (s) 可降阶近似为1W (s) cli1KIs 1近似条件 1KIcn3Ti式中 cn 转速开环频率特性的截止频率。接入转速环内，电流环等效环节的输入量应为U (s) ，因此电流环在转速环i1中应等效成 Wcli (s) Id (s)U (s)1s 1iKI这样，原来是双惯性环节的电流环控制对象，经闭环控制后，可以近似的等效成只有较小时间常数1 KI 的一阶惯性环节。11 转速调节器的结构选择用电流环的等效代替图 6 中的电流环后，整个转速控制系统的动态结构框图如图 12 所示。图 12 用等效环节代替电流环后转速环的代替结构框图把转速给定滤波和反馈滤波环节移

18、到环内，同时将给定信号改为 ，再把时间常数为 和 的两个小惯性环节合并起来，近似成一个时间常数为 的惯性环节，其中 则转速环结构框图可图 等效成负反馈系统和小惯性近似处理的转速环动态结构框图为了实现转速无静差，在负载扰动作用点前面必须有一个积分环节，它应该包含在转速调节器 中。现在扰动作用点后面已经有了一个积 分环节，因此转速环开环传递函数应共有两个积分环节，所以应该设计型系统，这样的系统同时也能满足动态抗扰性能好的要求。在理论计算中，线性系统的阶跃超调量较大，但在实际系统中转速调节器的饱和非线性性质会使超调量大大降低。故而， 也采用 调节器，其传递 函数为 式中 转速调节器的比例系数； 转速

19、调节器的超前时间常数。这样，调速系统的开环传递函数为 R Kn R( ns 1)s 1)K (W (s) nn sC T s(T s 1) C T s2 (T s 1)ne m nne m nn令转速环开环增益 KN 为Kn RK C TNne m则 s 1)K (W (s) Nnns2 (T s 1) n不考虑负载扰动时，校正后调速系统的动态结构框图如图 14 所示。上述结果所服从的近似条件归纳为： 1KIiKIoncn3T 1cn3T图 14 校正后型系统的转速环的动态结构框图3.3.3 转速调节器的参数计算1.确定时间常数含给定滤波和反馈滤波的模拟式 PI 型调节器原理图如图 6 所示。

20、图中 U*n为电流给定电压，-n 为电流负反馈电压，调节器的输出就是电力电子变换器的控制电压 Ui*。=Unm/nmax=0.196(1)电流环等效时间常数 1/KI.由上面的计算，已取 KITi=0.5，则1/KI=2Ti=0.0018s(2)转速滤波时间常数.已知，=0.01s13(3)转速环小时间常数 Tn.Tn=1/KI+=0.0118s2.选择转速调节器结构按照设计要求，选用 PI 调节器，其传递函数为 3.计算转速调节器参数按照跟随和抗扰性能的原则，取 h=5,则 ASR 的超前时间常数为：n=h*Tn=0.059s转速开环增益：KN=(h+1)/2h2 Tn=19.35s-2于是

21、，ASR 的比例系数为Kn=(h+1)CeTm/2hRTn=6334.检验近似条件转速环截止频率为 ） 电流环传递函数简化条件为 ，满足简化条件。） 转速环小时间常数近似处理条件为 ，满足近似条件。5.计算调节器电阻和电容根据图 15，取 R0=40k,则 Rn=KnRo=774 k,取 770 k。Ce=n/Rn=0.04F,取 0.04F；=4/Ro=1.4F,取 1.4F。根据表 4，Cmax/Cb=81.2,此时，n=3.45%10%,能满足设计要求。表 典型系统阶跃输入跟随性能指标3456789103.3.4 转速调节器的实现含给定滤波和反馈滤波的 PI 型转速调节器原理图如图 15

22、 所示，图中U 为n转速给定电压，n 为转速负反馈电压，调节器的输出是电流调节器的给定电压U 。i与电流调节器相似，转速调节器参数与电阻、电容值的关系为 RnKnR0Ton 4 R0Con图 15 含给定滤波与反馈滤波的PI 型转速调节器1552.6%43.6%37.6%33.2%29.8%27.2%25.0%23.3%tr T2.402.652.853.03.13.23.33.35ts T12.1511.659.5510.4511.3012.2513.2514.20k32211111四、系统起动过程分析直流双闭环调速系统突加给定电压U 时由状态起动时，转速和电流的n动态过程图如图 16 所示

23、。由于在起动过程中转速调节器ASR 经历了不饱和、饱和、退饱和三种情况，整个动态过程就分成了图中标明的、三个阶段。图 16 直流双闭环调速系统起动过程的转速和电流波形）是电流上升阶段。突加给定电压U 后，经过两个调第阶段（ 0 t1n节器的跟随作用，Uc 、Ud 0 、 Id 都跟着上升，但是在 Id 没有达到负载电还不能转动。当 Id IdL 后，电流 IdL 以前，电开始起动。由于机电惯性的作用，转速不会很快增长，因而转速调节器 ASR 的输入偏差电压16 的数值仍较大，其输出电压保持限幅值 ，强迫电枢电流 迅速上升。直到 ， ，电流调节器很快就压制了 的增长，标志着这一阶段的结束。在这一阶段中， 很快进入并保持饱和状态 ，而 一般不饱和。第阶段（ ）是恒流升速阶段。在这个阶段中， 始终是饱 和的，转速环相当于开环，系统成为恒值电流给