带隙基准电压源(Bandgap)设计范例

1、NOJBandgap(C)图1.2Bandgap模块等效原理图止常工作时，Bandgap模块为系统提供稳定、高精度的1.28v的基准电压,并为其它电路模块提供稳定的偏置电流。Vin：整个模块的输入电压。ENB、BIAS_EN、BIAS2.EN：使能电路输出的控制信号，控制着本电路工作与否。ENB为全局使能信号，低电平有效；BIAS_EN为产生偏置电流BIAS的使能信号，高电平有效；BIAS2.EN为产生偏置电流BIAS2的使能信号，高电平有效。BIAS：与电源相对无关的电流偏置；BIAS2：与电源相对无关的电流偏置；VREF：输出的1.28V带隙基准电压。VIN、ENB、BIAS_EN、BIA

2、S2_EN为输入信号，VREF、BIAS、BIAS2为输出信号。*projectla35902.5J2J43=22.72.21.71.5J2J2-0_丁心(lin)(TIME；图1.3BANDGAP模块输入输出时序关系图BANDGAP模块是一个带隙基准结构。带隙基准的工作原理是根据硅材料的带隙电压与电压和温度无关的特性，利用Vbe的止温度系数与双极型晶体管Vbe的负温度系数相互抵消，实现低温漂、高精度的基准电压。双极型晶体管提供发射极偏压Vbe；由两个晶体管之间的Vbe产生通过电阻网络将Vt放大a倍；最后将两个电压相加，即VREF=VBE+aVT,适当选择放大倍数a,使两个电压的温度漂移相互抵

3、消，从而可以得到在某一温度下为零温度系数的电压基准。下面详细推导这个原理。一般二极管上电流和电压的关系为：I=Is(egV/kT-V)(1.1)当VbekT/q时，Z厶严肚心(1.2)kT其中V7=为热电压，k是Boltzmann常数，q是电荷量。q图1.2(b)是参考电压产生的实际等效架构电路，Rw、R20、R21、Qu和Q12、Q19构成带隙电压产生器的主题部分，由QxlO、Qx8、Q19、Qx7、Q10以及Q18组成了放大器及补偿电路，保证了参考电压输出的稳定。由运算放大器的性质，得：(1.3)式中，Ae19、Ae12是Q19、Q12管的发射区面积,它们的比值为N:lo由于Va=Vb，1

4、1=12,代入(3)式得匕2严冷ln(W)(1.4)故Vref为=V+v+v十V=V+（RI9+RM+R2（）yin（N）R21REFBE11丁“R21TVR20丁VR9丫亚11丁、TUliyJ(1.5)从上式中可得到基准电压只与PN结的止向压降、电阻的比值以及Qd和Ql9的发射区面积比有关，因此在实际的工艺制作中将会有很高的精度。当基准建立之后，基准电压与输入电压无关。第一项Veb具有负的温度系数，在室温时大约为-2mV/C,第二项Vt具有止的温度系数，在室温时大约为+0.087mV/C,通过设定合适的工作点，便可以使两项之和在某一温度下达到零温度系数，从而得到具有较好温度特性的电压基准。图

5、2(a)中Ibias是基准提供给其它模块的电流，它与微电流源产生的电流Iref成比例关系，10为提供给参考电压产生模块的电流源，它同微电流源同样成一定的比例关系，而对丁微电流源我们有：TOC o 1-5 h z%25=Vbe26十Iref*Rnewl(1.6)Vbe=VtL)(1.7)AVtIo(严)因此Ircf=，：2=VTlnN/Rncwl(1.8)Kncwl对丁图1.2(c)中的Ibias2,它也是bandgap模块提供给外界模块的电流源，同样的也跟微电流成比例关系变化，这里不再论述。无论对丁止的或负的温度系数的量，我们推导出的与温度无关的电压都是依赖丁双极型器件的指数特性。所以必须在C

6、MOS工艺中找到具有这种特性的结构。在N阱工艺中，PNP晶体管可以按图1.4所示结构构成。图1.4CMOS工艺中PNP双极型晶体管的实现N阱中的P+区（与PMOS的源漏区相同）作为发射区，N阱本身作为基区,P型衬底作为PNP管的集电区，并且必然接到最负的电源（通常为地）。仿真结果如下：To.ltX(lie)1：7CITS)图1.5带隙基准特性带隙基准的实际电路如图1所示。整个Bandgap模块包括三个部分：电流偏置IBias产生电路、电压基准VREF产生电路、电流偏置IBias2产生电路。电流偏置IBias产生电路（图2（a）：通过热电压产生与电源电压无关而与温度有关微电流偏置。其主体电路由P

7、7、P8、Q26、Q25、R12、R13、R14、Rnewl组成。由于Q26的发射极而积为Q25的两倍，当流过它们的电流相等时产生?Vbe，该电压加在电阻Rnewl的两端,产生电流IBias；R12、P7和R13、P8组成电流镜，保证Q26和Q25的射极电流相等。电压基准VREF产生电路（图2（b）：电路的核心为射极耦合的三极管Q12和Q19,其中Q12由10个NPN管组成；有源电流镜QX8QX10用來保证流过Q12和Q19的电流相等；R19、R20、R21和二极管连接的Q11组成分压网络,将Q12、Q19产生的？Vbe放大(R19+R20+R21)/R21倍后与Vbeh和加，产生基准电压VR

8、EF；放大管QX7、Q18和负载管Q10组成符合放大电路，将lew和Ici2的差值放大，反馈到分压网路中的R21,从而调整Q12、Q19的工作点，保证lew等于Ici2；电容C2和R23用來进行频率补偿。电流偏置IBias2产生电路(图2(c)：由P39、Q3、R8组成。Q3的基极连接VREF,其射极电位即R8的一端电位Veq3=VREF-Vbeq3,与电源电压无关,从而流过电阻R8的电流与电源无关，即IBias2与电源无关。1.使能原理：ENB高电平时，使能关断有效。当ENB为高电平时，使能管N15、N18、N17工作，则N19的漏极电压、P8的漏极电压、VREF被拉到低电平，电路关断。BI

9、AS.EN低电平时，使能关断有效。当BIAS2_EN低电平时，使能管PI3工作，P7、P1的栅极即Bias为高电平，电流偏置为0,同时，基准电压VREF为零电平。BIAS2_EN低电平时，使能关断有效。当BIAS_EN低电平时，使能管P34工作，Bias2为高电平，电流偏置IBias2为0。2.启动原理P14、R15、N19、N16组成启动电路。启动过程：ENB为低电平，当未启动时，P7、P8两支路的电流为0,此时P8的漏极电压为0电位,N19不通,N19的漏极为高电位，此时N16管导通，形成从电源到地的通路R12、P7、N16,使P7有电流流过，从而打破0电流的状态；之后P8漏极电位上升，N

10、19导通，N16截止，启动过程结束。DC偏置电流IBias2的DC计算：1)忽略衬底偏置效应和沟道长度调制效应的情况下假设流过P7、P8的源漏电流分別为II、12,贝I(1.9)=VC7-(VDD-/1/?12)-VrH72I2=JVG8-(VDD-Z2/?l3)-VrH82(1.10)其中心.8由上面两式得到:=VG1-(%-/凡)-V7W7（1.11）=-【-（%-厶知）-卩杯1（1.12）两式相减，则(1.13)则I=b又由于Q26的射极而积为Q25的2倍，所以_AVg_V7.h2BIAS1RRnewnewl(1.14)在室温下，VT=0.026VT0.018ABIAS_Anew2)当考

11、虑沟道长度调制效应(115)(1.16)I.=心咕一(-/.2)-VrH72l+X(VG7-(VDD-/,/?12)I严KJ%-少“-爲心）-即1十九（匕叱+妇心-+食心）另外I凡“严岭倔2?）1-17）由上面三个式子知道11.12和电源电压Vdd有关且大概是1次幕级数的关系。基准电压VREF产生电路的DC计算：假设放大器QX7、Q18的增益足够的大,则流过Q12和Q19的电流相等,由TQ12由10个发射极而积为单位面积的NPN组成(N=10)，则Vbe）=VTnN（1.18）经过分压网路发大后和Vbeii叠加后产生VREF：REF/?19十/?20十/?21R2（1.19）在室温(25C)下,（1.20）（1.21）心_%_G+叫-EJqt聖L=tnN=+0.2mV/KdTq若要在25C实现温度系数为零，则要求R19+R20十/?21=10R21即R9+R20=9R2_%-畑丿1BIAS2_-REFERENCEBook:PaulR.Gray,PaulJ.Hurst,StephenH.Lewiset.AnalysisandDesignofAnalogIntegratedCircuits（4lhEditio