电流负反馈原理及应用

1、标签：无标签电流负反馈放大器的原理分析与CAA计算机辅助分析设计何亚宁自从1970年Otala博士提出关于晶体管放大器瞬态互调（TIM）失真的理论， 传统的电压负反馈技术在高保真音频放大器的设计中就陷入了一种矛盾。一方 面，为了降低瞬态互调失真，设计师们减少了负反馈量，甚至采用无大环负反馈 设计；另一方面，非线性失真却得不到有效的抑制。虽然采用优质元件和复杂的 电路以提高放大器的开环特性，从而减小对负反馈的依赖，但代价也是不小的。 近年来，一些音频设计师把目光投向了在视频运算放大器中得以广泛应用的电流 负反馈技术，并在高保真音频放大器的设计中取得了成功。如今，像著名的金嗓 子公司、马兰士公司、

2、先锋公司、AKAI公司等都纷纷推出采用电流负反馈技术 的放大器。国内也有个别厂家推出电流负反馈放大器，可惜仅局限于对国外某款 名机的仿制。下面，笔者将对电流负反馈放大器的基本原理进行分析，并在此基 础上，结合计算机辅助分析软件SPICE推出一款200W甲乙类电流负反馈放大 器。1基本原理分析1. 1电流负反馈放大器的开环特性关于电流负反馈放大器的设想，早在30年代就有人提出，但进入实用和普 及阶段则是80年代的事了。图1是电流负反馈放大器的基本结构。为了便于分析， 忽略输入射极跟随器，并仿照差分输入电压负反馈放大器的“半电路分析”方法， 以中心水平线为对称轴将电流负反馈放大器简化为如图2所示的

3、分析用的电路， Rf与Rg组成反馈网络。可以说，这个普通而熟悉的电路就是现代电流负反馈放 大器的雏形。为了讨论方便，进一步把图2简化成图3所示的电路，其中Re为 Rf与Rg的并联值，Rl为Rf与Rg的串联值。这样该电路的开环DC增益可以 表达如下：图1电流负反馈放大器的基本结构图2电流负反馈放大器简化电路图2电流负反馈放大器简化电路图3电流负反馈放大器简化电路AVDC=（R1 /Re）X（R3/R2）x1（1）显然，其开环增益和反馈网络有关，换句话说，开环增益是随闭环增益的变 化而变化的。这是电流负反馈放大器一个最重要的基本特征。而在当时为了解决 这个问题，工程师们加入一只缓冲用三极管BG4将

4、输入级BG1和反馈网络Rf， Rg隔离，见图4。由三极管BG4的动态发射极电阻替代了图3中的Re，因此开环 增益和反馈网络无关，开环增益不随闭环增益的变化而变化。这个电路就是差分 输入电压负反馈放大器的标准模板。这里，还可以看到电流负反馈放大器和电压 负反馈放大器的一些其他基本差别，如反馈网络都连到反相输入端，电流负反馈 放大器是低阻抗端，而电压负反馈放大器则是高阻抗端；由于bg4的加入，差分 输入电压负反馈放大器具有平衡的两个输入端，因而有低的失调电压和相等的输 入偏置电流等。图4电流负反馈放大器简化电路现在，再回到电流负反馈放大器的分析上。由图3可以计算开环极点： TOC o 1-5 h

5、z /R1x(R3/R2)xCt(2)补偿电容Ct可以是BG2的固有的基极一集电极电容或一个外加的补偿电容,(2) 式成立是假定BG1的动态发射极电阻可以忽略，并且R2包含BG2的动态发射极 电阻。设RT=(R1xR3)/R2, Rt定义为传输电阻。21), (2)式简化为：Avdc=Rt/Re(3)3p = 1 /(RTxCT)(4)这样，电流负反馈放大器的开环增益可以用下式表达：Av=(Rt/Re) x 1 /(1+j/3P)= (Rt/Re) x 1 /(1+0RtxCt) (5)将(5)式等式两边除以反馈网络参数RE，就得到一个只与电流负反馈放大器内 部特性有关的参数，它更直观真实地描

6、述了电流负反馈放大器的开环特性，这就 是开环传输阻抗ZT，单位Q。Rt定义为开环传输电阻，Ct为开环传输电容。ZT= Av/RE=RTx1 /(1+jwRTxCT) (6)由于输出电压等于反相低阻抗输入端(BG1的发射极)的电流与开环传输阻抗 ZT的乘积，所以就有了“电流负反馈”名称的来由。图5是电流负反馈放大器的开环传输阻抗曲线。图5电流负反馈放大器的开环传输阻抗曲线1. 2电流负反馈放大器的闭环特性用经典的分析方法，电流负反馈放大器的闭环响应可以描述为下式： aCl=av/(1+avxP)(7)反馈系数p = RG/(RF+RG)将开环增益表达式(5)带入(7)式可得：Ac= (Rt/Re

7、) x 1 /(1+WRtxCt)/ (Rt/Rf) x(1+RF/RT+jwRFxCT)/(1+jwRTxCT) 由于Rt远大于Rf (Rt典型值100kQ，Rf典型值V5kQ)，上式可以简化为： ACl=(Rf/Re) x 1 /(1+WRfxCt)=(Rf+Rg)/Rg x 1 /(1+jwRFxCT) (8)可见，电流负反馈放大器闭环增益的直流值由反馈网络rf，rg决定，闭环 极点由rf与ct决定。只要rf不变，闭环带宽就基本不变，此时改变rg就可 以改变闭环增益，因此可以得到电流负反馈放大器的闭环增益和闭环带宽无关的 重要特性。实际上，只要RF不变，在闭环增益改变的同时，开环增益也在

8、改变， 以确保闭环带宽基本不变。图6反映了开环增益随闭环增益变化的这种特性。图6开环增益随闭环增益变化的特性曲线1. 3电流负反馈放大器在音频应用上的优势首先，电流负反馈放大器可以较好地兼顾非线性失真与瞬态互调失真这两项 指标。众所周知，环路增益是衡量一个放大器保持原始信号保真度的重要指标。 现代的电压负反馈放大器为了减小瞬态互调失真，不得不减小负反馈深度，从而 降低了环路增益，导致闭环增益误差增大，非线性失真增大。而电流负反馈放大 器由于有闭环增益和闭环带宽无关的重要特性，只要反馈电阻Rf保持不变，不 论闭环增益如何变化，环路增益都保持不变，从图6也可以看到，环路增益即开 环增益曲线以下与闭

9、环增益曲线以上所包围的面积，虽然闭环增益改变了，但环 路增益不变。因此，可以根据需要确定闭环增益而不必考虑是否会影响到闭环增 益误差和非线性失真。其次，电流负反馈放大器的开环传输阻抗的主极点频率比 电压负反馈放大器高，高频时的环路增益相对地大于电压负反馈放大器。当信号 频率增加时电流负反馈放大器的闭环增益误差就较小，高频信号的非线性失真也 小。表1 OPA603KP OPA621的失真特性失真增益闭环增益ACL=2闭环增益ACL=10OPA603OPA621OPA603OPA621二次谐波失真-65dB-68dB-63dB-50dB三次谐波失真-78dB-1 - !kdir, 魅|伽匹-,?、

10、制;口Hr;. L印项*加；(：t - I !-1 - !kdir, 魅|伽匹-,?、制;口海图8开环仿真电路图*SPICE_NET*INCLUDE H-BBBJT. LIB*INCLUDE DEVICE. LIB*INCLUDE NONLIN. LIB.AC DEC 20 5HZ 200000KHZ*ALIAS V (21)=VOUT*ALIAS V (36)=V-*ALIAS I(V8) = I-.PRINT AC V(21) VP(21) V(36) VP(36).PRINT AC I(V8) IP(V8)BG2 15 0 7 2SD667A TEMP=50BG3 5 6 1 2SD66

11、7A TEMP=50BG4 4 7 1 2SB647A TEMP=50BG5 29 5 8 2SB649A TEMP=50BG7 10 4 9 2SD669A TEMP=50BG9 15 29 12 2SD669A TEMP=50BG13 31 16 23 2SC3858 TEMP = 50BG14 32 2 22 2SA1494 TEMP = 50BG15 32 30 25 2SA1494 TEMP = 50R3 15 6 22KR4 7 3 22KR5 4 3 1. 2KR8 9 3 330R9 29 14 2. 7KR10 14 10 842C1 29 10 0. 1UR15 12 18

12、 150R16 20 21 0. 22R17 21 22 0. 22R18 23 21 0. 22R19 21 25 0. 22R20 12 26 10R21 12 16 10R22 18 2 10R23 18 30 10V1 15 0 69VV2 31 0 63VV3 0 32 63VV4 0 3 69VR6 15 5 1. 2KBG10 3 10 18 2SB649A TEMP=50R7 15 8 330X1 33 34 28 24 35 OP27R29 34 21 150KC4 34 0 2. 2UC5 28 33 2. 2UR30 33 0 150KR31 36 28 1KV5 0 3

13、5 15VV6 24 0 15VBG12 31 26 20 2SC3858 TEMP = 50R36 15 11 200BG16 29 8 11 2SB649A TEMP=50R37 13 3 200BG17 10 9 13 2SD669A TEMP=50I1 36 0 DC 0 AC 1 0V8 1 36R38 29 0 33KR39 0 10 33KBG18 29 14 10 2SD669A TEMP=50R40 21 0 8BG13 0 6 2SB647A TEMP=50. 00.END设计结果，包括开环传输阻抗ZT一频率特性、开环传输阻抗相位频率特性、 反相输入端阻抗Rin频率特性分别

14、见图9和图10。122：） mo ik in（k iv 122：） mo ik in（k iv iomc- o o C. 缉till项 H I- 4 4 - s 2.2.3. 4? 3图9开环传输阻抗特性曲线咨 症坚咨 症坚图10反相输入端特性曲线开环传输阻抗ZT的直流值为130kQ；反相输入端阻抗RIN的直流值为4. 76Q, 最大值为6. 63Q，由于反相输入端阻抗Rin会降低电流负反馈放大器开环电压增益 的直流值以及影响闭环电压增益的极点频率，所以在实际设计中要尽量减小这个值， 这对提高转换速率也有好处；开环极点频率约31. 5kHz。由公式（4） 3p = 1/（RTxCT），可计算出

15、开环传输电容CT的值约为39pF。这个电容是制约电流负反馈 放大器转换速率的内部参数。为了获得高的转换速率和提高放大器的小信号特性， 应设计使这个电容尽量的小。以上的开环设计就是在这样的指导思想下，经过计算 机大量仿真得出的。2. 2闭环设计闭环设计就是确定反馈网络。反馈网络设定了闭环增益和相位裕量。并且对一 个电流负反馈放大器的设计来说，相位裕量是选择反馈网络的决定性因素。相位裕 量的优化值为60。，此时闭环增益曲线平坦而且带宽最宽，放大器非常稳定。所以电 流负反馈放大器的闭环设计就是确定反馈电阻RF，使开环相位在开环增益曲线与 闭环增益曲线交点处频率降为一120。图11是闭环设计仿真电路图

16、，闭环增益=1 + Rf/Rg=31. 6倍（30dB），RF=2 156Q，RG = 70. 5Q，开环电压增益=RT /（RE+RIN）=1781倍（65dB），最大环路增益为6530=35 dB。图12是闭环 设计仿真曲线。可以看到开环增益曲线与闭环增益曲线交点处频率为2. 63 MHz， 该点频率下的开环相位为一115。，基本符合设计目标。下面是闭环设计的仿真电路文件：*SPICE_NET*INCLUDE H-BBBJT. LIB*INCLUDE DEVICE. LIB*INCLUDE NONLIN. LIB.AC DEC 20 5HZ 200000KHZ*ALIAS V(86)=VO

17、UT*ALIAS V(98)=V-*ALIAS I(V7) = I-.PRINT AC V(86)VP(86)V(98)VP(98).PRINT AC I(V7)IP(V7)BG2 84 2 68 2SD667A TEMP=50BG3 70 67 69 2SD667A TEMP=50BG4 72 68 69 2SB647A TEMP=50BG5 74 70 71 2SB649A TEMP=50 BG6 83 72 73 2SD669A TEMP=50BG7 84 74 75 2SD669A TEMP=50-31： _lib.BCn:约抑溢峻.；. H：UE；F eu io 孺 匚0.22 1日

18、-31： _lib.BCn:约抑溢峻.；. H：UE；F eu io 孺 匚0.22 1日X、 . .二K,-Ki：衣闷拱凯l.2tLJi：. |附牛K nf；_-BCl-、日渤II _I iwc,，:钏(V工就:药】血I-、技U 飞I5：i:F+7 6：VBG8 88 76 77 2SC3858 TEMP = 50BG9 89 78 79 2SA1494 TEMP = 50BG10 89 80 81 2SA1494 TEMP = 50R1 84 67 22KR2 68 1 22KR3 72 1 1. 2KR4 73 1 330R5 74 82 2. 7KR6 82 83 842 C1 74

19、83 0. 1UR7 75 85 150R8 95 86 0. 22R9 86 79 0. 22R10 77 86 0. 22R11 86 81 0. 22R12 75 87 10R13 75 76 10R14 85 78 10R15 85 80 10V1 84 0 69VV2 88 0 63VV3 0 89 63VV40 1 69VR16 84 70 1. 2KBG11 1 83 85 2SB649A TEMP=50R17 84 71 330X1 94 90 91 92 93 OP27R18 90 86 150KC2 90 0 2. 2UC3 91 94 2. 2UR19 94 0 150K

20、R20 98 91 1KV5 0 93 15VV6 92 0 15VBG12 88 87 95 2SC3858 TEMP = 50R21 84 96 200BG13 74 71 96 2SB649A TEMP=50R22 97 1 200BG14 83 73 97 2SD669A TEMP=50V7 69 98R23 74 0 33KR24 0 83 33KBG15 74 82 83 2SD669A TEMP=50R25 86 0 8V8 2 0 AC 1R26 98 86 2156R27 0 98 70. 5BG1 1 2 67 2SB647A TEMP=50. 00 .END?(./5C-

21、.71()：!?(./5C-.71()：!10-75 -堕顼 Jy -29.-畋3 网二-I 的 -1(19图12闭环设计仿真曲线2. 3动态输入信号的验证设计在闭环仿真电路中加入理想的VIN = 1. 04V (P-P) 10kHz的方波激励，输出 的方波响应见图13,此时的转换速率为SR=AY/AX=27. 5/0. 121=227V/s。 考虑到实际的扬声器负载并非纯阻，而是一个复合负载，于是在RL上并一个电容。 电容值从小到大逐一仿真，最后发现放大器可驱动的最大电容约为0. 01 pF。超过 该值输出方波出现振荡见图14。为了放大器在各种实际负载情况下都能稳定地 工作，把放大器可驱动的

22、最大电容负载CL定为0. 5pF。此时在电路上就必须加上 Rl并联防振网络结果效果非常明显，见图15。曲线2的电容负载仍为0. 015pF， 但波形上已没有寄生振荡了。曲线1的电容负载加大到0. 5pF，波形上只有一点振 铃。当然，在实际应用中很少有这种负载状况。最后，为了抵偿扬声器的感抗分量， 加入了波切洛特RDC网络。完整的电路见图16。An;=L2LX A-r=27.5图13闭环仿真电路输出的方波响应曲线j：i/： (切尤55 泌1：.0T.,5 泌1：.0T.,s :&.3 ；-l4m -e3心 -2(j.(j60.()1时1 PI)L 凯i/心工：/】如F肉CM.如用F(加人 质驼图15矫正后的方波响应曲线为验证设计，制作了两台样机，实测的指标如下：残留噪声(输入端短路，宽带)：L 0. 26mV； R 0. 28mV折算到输入端的信噪比(宽带)：101dB最大不削波输出电压有效值(1kH