传感器原理与检测技术

§17.1

电流-电压变换器§17.2

电压-电流变换器§17.3

交流-直流变换器§17.4

电阻-电压变换器§17.5

电容-电压变换器§17.6

电压-频率变换器§17.7

电压-脉宽变换器第十七章信号变换电路各种各样的传感器在应用中有不少共同点和需要注意解决的问题，主要涉及到信号变换、驱动电路和电路器件选择等问题。本章着重信号变换电路。实际应用中，敏感元件或传感器输出的信号可能是直流电压、直流电流，也可能是交流电压、交流电流，甚至是电阻值、电容值等等。在进行处理、传输、接口、显示记录过程中，常常需要借助于各种信号变换器，进行信号变换。这些变换通常包括：利用I-U变换把直流电流（I）变换成直流电压（U）；利用u-U变换把交流电压(u)变换成直流电压（U）（亦称AC-DC变换）；利用i-U变换把交流电流(i)变换成直流电压(U);利用R-U变换把电阻值(R)变换成直流电压（U）（亦称Ω-U变换）；利用C-U变换把电容量(C)变换成直流电压（U）；利用f-U变换把频率(f)变换成直流电压（U）；利用U-H变换把电压（U）变换成脉冲宽度（H）。最简单的电流-电压变换电路如图17-1所示，Uo=IiR通常采用高输入阻抗运算放大器，如LM356、CF3140

、F071~F074、F353等，可方便地组成电流-电压变换器。一个简单的方案如图17-2所示。它能提供正比于输入电流的输出电压，比例常数就是反馈电阻R，图17-1

最简单的电流-电压变换电路图17-2

简单电流-电压变换器电路17.2

电流-电压(I-U)变换器即如果运算放大器是理想的，那么它的输入电阻为∞，输出电阻为零。Ｒ阻值的大小仅受运放的输出电压范围和输入电流大小的限制。一种大电流-电压变换器电路如图17-3所示。电路中，利用小阻值的取样电阻Ｒs把电流转变为电压后，再用差动放大器进行放大。输入电流在0.1~

1A范围内，交换精度为±0.5%。根据该电路的结构，只要选用R1=R2=RF,R3=R4=R5=R6=Rf,则差动放大倍数为Uo

Ii

R7dFR

RK

2(1

Rf

)(

Rf

)由上式可见，R7越小，Kd越大，调节Rw2，可以使Kd在58~274内变化，当Kd

=100时，电流-电压变换系数为10V/A，运算放大器必须采用高输入阻抗（107~1012Ω）、低漂移的运算放大器。图17-3

大电流-电压变换器电路微电流-电压变换电路如图17-4所示。该电路只需输入5pA电流，就能得到5V电压输出。图中，输入级CH3130本身输入阻抗极高，加上因同相输入端和反相输入端均处于零电位，进一步减小了漏电流。如果对输入端接线工艺处理得好，其漏电流可以小于1pA

。第二级CH3140接成100倍反相放大器。根据输入电流的极性，一方面产生反相的电压输出，一方面提供负反

馈，保证有稳定的变换系数。该电路的一个特点在于反馈引出端不是在Uo，而是在100Ω和9.9kΩ电阻中间。按常规的接法，

10GΩ反馈电阻产生的变换系数为1010，即

5pA电

生

0.05V电压。但是该电路的反馈从输出电压的

1/100分压点引出，将灵敏度提高了100倍。于是，当输出Uo=5V时，反馈电阻两端的电压为50mV，这时仅需电流为50mV/10GΩ=5pA。图17-4微电流-电压变换器电路17.2.1负载浮动的U-I变换器一个简单的U-I变换器电路如图17-5所示。它类似于一个同相放大器，RL的两端都不接地。利用运算放大器的分析概念，可得输出电流与输入电压的关系为调节Rw就可以改变输入电压与输出电流之间的变换系数。通常所用的运算放大器其输出最大电流约为20mA，为了降低运算放大器功耗，扩大输出电流，在运算放大器的输出端可加一个三极管驱动电路，如图17-6所示。该电路的输入为0~1V，输出为0~10mA。O1

wI

Ui

R

R17.2

电压-电流（U-I)变换器图17-5

简单的U-I变换器电路图17-6

带三极管驱动的U-I变换器电路17.2.2

负载接地的U-I变换器一种负载接地的U-I变换电路如图17-7所示。该变换器的工作原理与浮动负载U-I变换器的类似。所不同的是，电流采样电阻R7是浮动的，而负载RL则有一端接地，所以需要两个反馈电阻R3和R4

。当R1

=R2

，R3

=R4

+R7时，输出电流为图17-7

负载接地的U-I变换器电路1

7OiI

R

3UR

R较对于来自传感器的微弱电压信号，实现远距离传输是比的。此时，将电压信号变换为电流信号后再进行长线传输，就可得到满意的效果。图17-8所示就是一个精度较高的电压-电流变化器电路。如图中所示，运算放大器A1A2以及有关元件一起组成差动放大器，其共模和差模输入阻抗高大109Ω，

A1和A2经过选配，可获得很低的温度漂移和很强的共模抑制能力。放大倍数在34~200之间连续可调。运算放大器A3以及周围元件组成一个高精度的压控双向电流源。当Ui

=0时，A3的输入也为零，达到平衡，其静态电流在Rb上产生压降，给四只晶体管提供一定的偏差。当A3的输入端出现差动信号时，其正、负电源线上的两个电流就不相等，二者朝相反方向变化，从而使复合管

V1V2

、V3V4的电流也朝相反的方向变化，这两个电流的差值就是输出电流Io。从复合管的发射极取出负反馈信号给As，不仅提高了输出电流Io的稳定性，而且抑制了共模信号对输出的影响。采用复合管可提供很大的负载电流，负载既可直接接地，也可浮动，并且能带动多个负载同时工作。图17-8

高精度U-I变换器电路电。直流输出电压Uo可用下式表示：式中Um是被测交流电压的峰值。但是从图17-10所示硅二极管的正向伏安特性可以看出，用硅二极管进行半波整流时，如果Um

<0.5V，则输出电压Uo

≈0。显然，该电路不能把峰值在0.5V以下的交流电压转换成直流电压。OU

Umπ交流电压-直流电压（u-U)变换器把交流电压变换成直流电压亦称AC-DC变换。图17-9是使用二极管的整流电路，利用半波整流把交流电变成直流17.3

交流电压（电流）-直流电压变换器图17-9简单整流电路

图17-10

硅二极管的正向伏安特性为此，可采用图17-11(a)所示的由运算放大器构成的线性整流电路。这时，Um与Uo呈线性关系，如图17-11(b)所示。实际应用中17-11(a)所示电路的输出端对地还要接滤波电容，使输出电压Uo平滑。图17-11由运算放大器构成的线性整流放大电路使用运算放大器的整流电路；修正后的硅二极管正向伏安特性曲线。如果要测量输入正弦波的有效值，还需增加一级放大器并能对放大器的增益进行调整，以便对输入正弦波的有效值进行校准。图17-12所示就是一种实用的电路。该电路是由半波整流电路和平均值-有效值转换器构成的线性变换电路。考虑到下级是反相放大器，图中V2的输出即R5的输入是负半周整流波形。20μF电容起平滑作用，使输出得到直流。与R7相串联的电位器Rw用来调整，可使平均值等于有效值。输出端将得到与交流电压的有效值相等的直流电压输出。图17-12

实用交流电压-直流电压变换电路交流电流-直流电压（i-U)变换器i-U变换即把交流电流变换成直流电压，可按照图17-13所示的方框图进行。图17-13

i-U变换器方框图把电阻值变换成直流电压的一种电路如图17-14所示。U

x与电阻Rx有如下关系：电源电压Es和分压电阻Rx均为定值，于是电阻Rx就可变换成直流电压Ux

，但是Ux与Rx呈非线性关系，实际中很少采用。图17-15是使用运算放大器的R-U变换电路。该电路为反相比例放大器，其输出电压Uo为Es和Ri均为定值，于是电阻Rx就可转换成直流电压UO

，且UO与Rx成正比关系。但是，连接Rx的a，b两端均对地浮置，易受干扰，这就是该电路的缺点。xsU

R

xERS

RxoxiRU

Es

R17.4

电阻-电压（R-U或Ω-U)变换器如果使用恒流源进行R-U变换，如图17-16所示，就能取得很好的变换效果。因为无论Rx的阻值如何变化，流过Rx的电流Io恒定，于是有图17-14电阻分压式R-U变换电路图17-15使用运算放大器的R-U变换电路Ux

Io

RxUx与Rx成正比，且图中b端可以接地。图17-16

使用恒流源的R-U变换电路图17-17

用运算放大器作恒流源的变换电路图17-17所示是利用运算放大器做恒流源的一个例子。这里介绍一种C-U实用电路。它由ICM7556（国产型号有CC7556、5G7556）双时基集成电路和阻容元件构成，如图17-18所示。该电路有5个电容档：200pF、2nF、20nF、200nF、2μF。A1、A2是7556

的两个完全相同的单时基电路。A1和R1

、C1组成多谐振荡器。由于未接定时电阻，所以振荡脉冲的占空比q1接近100%，振荡频率fo=90Hz，周期T=0.011s，A1的输出送至A2触发端。A2和R2

~R6

、电容Cx组成单稳态触发器。例如，对200pF档，A2输出的脉冲宽度为xt

R

C

ln

3

10

106

C

1.1

1.1107

Co

2

x

x17.5

电容-电压（C-U）变换器图17-18C-U变换电路因为Cx与q2成正比，而q2又与A2输出电压的平均值有关，所以，的值就代表着Cx的大小。如图中所示，如果接上数字面板表还可直接显示Cx的值，而Rw1、Rw1分别用来调节满量程和零点。0.011q

to

1.1107

Cx

100%

109

C2

x1T00%9

12即Cx

q2

10

1000q2

10

1000q2

(

pF

)当q2

0.1%时，Cx

1pF；当q2

20%时，Cx

200

pF。A2输出的脉冲占空比为：U

oU

o

VFC是输出信号频率正比于输入信号电压的线性变换装置，其输出函数可表示为fo=KUiFVC是输出信号电压正比于输入信号频率的线性变换装置，其传输函数可表示为Uo=Qfi由于集成U-f与f-U变换器不需要同步时钟，因此，其成本比A/D（模数转换器）和D/A（数模转换器）低得多。与计算机连接时，特别简单。另外，电压模拟量经U-f变换成频率信号后，其

能力大为增强，故非常适用于远距离传输，在系统以及噪声环境下，更显示出它的使用必要性。目前，U-f与f-U变换器有模块式（混合工艺）和单片集成式（双极工艺）两种。通常，单片集成式是可逆的，即兼有U-f与和f-U功能，而模块式是不逆的。17.6

电压-频率（U-f)变换器（简称VFC）和频率-电压（f-U)变换器（简称FVC）

单片集成式VFC大致分为超宽扫描多谐振荡器式和电荷平衡振荡器式。FVC基本分为脉冲积分式和锁相环式。VFC和FVC电路都可以用运算放大器加上一些元件组成。然而由于目前单片集成式VFC、FVC

和模块式VFC、FVC组件已大量商品化，它们只要外接极少元件就可构成一个高精密的VFC和或FVC电路。如国产5GVFC32、BG382等及国外产AD6508、LM131/231/331等。对于理想的VFC和FVC，K、Q应该为常数，特性应该为通过原点的直线，但实际上会出现非线性误差。模块式VFC常采用恒流恢复型，FVC采用精密电荷分配器和积分平均电路。压频转换

LM331LM331是一种简单、廉价的VFC单片式集成电路，它的特点是：最大线性度为0.01%；双电源或单电源工作；脉冲输出与所有逻辑形式相容；最佳温度稳定性的最大值为±50×10-6/℃；低功率消耗，5V以下的典型值为15mV；宽的满量程频率范围：1Hz~100KHz。LM331的封装及引脚排列如图17-19所示。图17-19

LM331的封装及引脚排列LM331的电原理图如图17-20所示，它包括一个开关电流源、输入比较器和单脉冲定时器。电压比较器将正输入电压Ui(7脚）与电压Ux比较：若Ui大，则比较器启动单脉冲定时器，定时器的输出将同时打开频率输出晶体管和开关电流源，周期为t=1.1RtCt，在这个周期中，电流i通过开关电流源向电容CL充电，电荷为Q=ixt，当充电使Ux大于Ui时，电流i被关断，定时器自行复位。图17-20

LM331的电原理图此时，1脚无电流流过，电容CL上的电荷逐渐通过RL放掉。直到Ux等于Ui以后，比较器将重新启动定时器，开始另一个循环。输入电压Ui越大，定时器工作周期越短，输出频fo越高，且fo正比于Ui

。LM331典型应用如图17-21所示。图17-22精密VFC电路LM331构成的精密VFC电路如图17-22所示。电路中标有*的元件稳定性要好，标有**的元件，对

Us=8~22V，元件阻值用5kΩ或10kΩ，而对Us=4.5~8V

，电阻必须是10kΩ。A1应选用低失调电压和低失调电流的运算放大器。LM331也可方便地用于频率-电压变换器（FVC），如图17-23所示。电路中fi的输入脉冲经C-R网络微分，其6脚上的负沿脉冲引起输入比较器输出，触发定时电路动作，使输出Uo为一脉动直流电压，该电压的大小正比于输入信号的频率fi

。图17-23精密FVC电路U-H变换器是用来将电压信号变换为脉冲宽度信号的变换器。变换后输出的脉冲周期T是固定的，而脉冲宽度H随输入电压信号而变化，两者呈线性关系。U-H输出的脉冲信号的直流分量与输入电压成正比关系，因此，只需简单的RC滤波电路即可复现原模拟电压信号。U-H变换器输出的脉冲信号可以很方便地驱动发光器件，进而完成光电

。下面结合图17-24所示的U-H变换器原理电路，介绍它的工作情况，该电路由三角波发生器、比较器及输出级三部分组成。三角波发生器由具有正反馈的运算放大器A1及阻容元件R4、C组成。17.7

电压-脉宽（U-H)变换器WUT

U1

UR2R1

R2图17-24

U-H

变换器原理图若设起始时A1输出为正方向限幅电压Uw，它一方面通过R1、R2正反馈电路使A1同相端的电压为同时，Uw通过R4对电容C充电，是UF（=UC）逐渐增大。A1实质上一个比较器，当UF=U1时，A1翻转，输出由正向限幅电压突变为负向限幅电压-Uw

，同相端的电压变为1

2WT

2U

U

UR2R

R与此同时，电容C通过R4放电，使UF

（

=UC

）逐渐减小，当UF

=U2时，A1

再次翻转，输出由-UW

又跳回UW

，UT由U2跳回U1

，UW又开始向电容C充电。如此循环，形成自激振荡，在三角波发生器输出端（即电容C两端）得到峰值为W

R

2UR1

R2的近似三角波电压。三角波发生器的各点波形（UO1，UT，UC）如图17-25所示。图17-25

三角波发生器各点波形图输出的三角波实际上是由电容C充、放电的指数曲线交替组合而成的。因为充电与放电回路相同，充电及放电电压对称于零点。所以充、放电的持续时间相同，均为振荡周期的一半，要计算三角波的周期T，只需计算其中的一个放电过程然后乘以2即可。根据RC电路瞬态过程的分析可得c

c

c

cc

1R4CU

(t)

U

()

U

(0

)

U

()

te

τU

(0

)

Uw

R

RU

(t)

U

U2

U

ecw

w

w

R

R1

2

R

已知τ

R4

C,当t

0时，即放电过程刚开始瞬间R21

2