基于UC3842的LED节能灯驱动电源设计

PAGE32目录摘要 4Abstract 51引言 6HYPERLINK\l"_Toc262646084"2概述 62.1LED的发明 62.2LED工作原理 72.2.1、LED发光机理 72.2.2、LED发光效率 72.2.3、LED电气特性 72.2.4、LED光学特性 PAGEREF_Toc262646090\h72.2.5、LED热学特性 82.2.6、LED寿命 83LED照明应用的国内外现状 83.1国内外发展现状： 83.2全球 LED产业现状与发展趋势 93.3国内外LED产业发展现状与态势呈现出的特点 104LED的驱动方式简介及特点 124.1阻容降压式原理及电路 124.1.1电路原理 12HYPERLINK照明公司纷纷投入巨资进军半导体照明市场，美国自2000年起投资5亿美元实施"国家半导体照明计划"。美国能源部预测，到2010年前后，美国将有55%的白炽灯和荧光灯被半导体照明所替代，目前，世界上掌握半导体照明技术的半导体公司，都已经纷纷和老牌灯泡制造商结盟，如美国HP联合了日本Nichia和德国西门子，美国Cree、西门子和德国欧斯郎联合，美国EMCORE和GE联合，日本的东芝和本田联合等，其中欧斯郎和GE公司都是世界著名的灯泡制造巨商，通用电气、飞利浦、欧斯郎等世界三大照明巨头，全都启动大规模商用开发计划，与半导体公司合作或并购，成立半导体照明企业，他们还指出，要在2010年前使半导体灯的发光效率再提高8倍，价格降低到现在的1%。3.3国内外LED产业发展现状与态势呈现出的特点全球产业格局呈现垄断局面，主要集中于日本与台湾地区半导体照明产业已形成以亚洲、美国、欧洲三大区域为主导的三足鼎立的产业分布与竞争格局。全球LED产业主要分布在日本、台湾两大地区，其中日本20052F的LED产值达287亿美元，占据全球LED产值近50％，台湾(包括台湾岛内及大陆分厂生产)LED产值2{305年达12亿美元，约占全球LED产值的21％列第二。国际大厂引领产业发展，利用技术优势占据高附加值产品的生产日本NIchIa、Toyod{aG0sel，美国Cree、Lumlleds、GelC0re、欧卅i0rsam等国际厂商代表了LED的最高水平，引领着半导体照明产品产业的发展。日本和美国两大区域的企业利用其在新产品和新技术领域中的创新优势，主要从事最高附加价值产品的生产。其中日本几乎垄断全球高端蓝、绿光LED市场，为全球封装产量第二大、产值第一大的生产地区。产业投资继续加大，国际知名厂商间合作步伐加快，以占据有利市场地位随着市场的快速发展，美国、日本、欧洲各主要厂商纷纷扩产加快抢占市场份额。日本Nlcha、T0vodaG0sel，美国Cree、-umJ1eds等国际著名半导体照明厂两均加大了投资力度。随着LED产业分工与竞争的加剧，国际大厂间的参股投资、代加工、代理销售、专利交互授权、策略联盟等合作步伐正日益加快。如日本住友电工成为美国cree在日本的销售总代理、cree和0sram签署长期供货协议，种种迹象表明国际厂商的合作步伐正在加快，以策略联盟共同占据有利市场地位。我国已成为重要封装基地，海内外企业纷纷投资抢占国内巨大市场自2003年买行半导体照明工程以来，我国LED产业已进八快速发展时期，我国下游封装已实现了大批量生产，正在成为世界重要的中低端LED封装基地。受国内下游应用产品巨大的制造能力及市场消费的吸引，除积极介入的民营资本外，台湾地区、香港、韩国及日本的众多投资者都已在我国投资，在提高我国的半导体照明产业技术水平和产业国际竞争力同时，也加剧了国闪市场的抢夺大战。行业发展关键驱动因素：(1)新兴市场不断形成，持续推动产业规模增长随着LED发光效率与性能的持续提升与改善，LED已从指示灯、手机背光、显示屏、交通信号灯等成熟应用领域，正逐步向中大尺寸LCD背光、汽车、照明等新兴应用市场渗透应用。从市场发展情况看，中大尺寸液晶背光和汽车灯用LED正在成为增长最快的应用市场，预计未来几年高亮LED的市场仍将以14％的速度增长，2009年高亮度LED市场将达到72亿美元。(2)技术创新步伐明显加快，推动L印熙明实用化进程面对巨大的市场机会，世界主要公司的新技术不断取得突破性进展，半导体照明技术创新的步伐正在不断加快。日本Nchla继2006年6月推出100m／w@20mA的白光LED产品后，2006年12月又开发出了150m／w的实验室内照明灯用白光LED20062}7月Cree开发出了发光效率达131m／w@20mA的白光LED，2007年初LumIIeds成功开发出了发光效率达115m／w@350mA，光通量为136Jm的大功率白光LED。可以说，白光LED进入普通照明领域的曙光已经显现。(3)联合制定检测与安全标准，规范与促进照明市场发展美日等LED发达国家已广泛联合业界相关机构与厂而，共同协商制定白光LED照明技术标准。检测标准与安全认证的制定出台，将为LED的消费使用保驾护航。如2006~E8月美国能源部和北美照明工程(IESNA)联合制定固态照明技术的产业规则和标准，这些规则将是把固态照明产业带入“能源之星”计划的基础之一。“能源之星”标准计划有助于消费者认清市场上LED照明产品的能源效率和高性能，从而促进LED照明产品的采购使用。(4)传统照明巨头主动出击，垂直整合加速形成L印照明体系传统照明巨头Ph…ps、Osram、GE等纷纷看好LED照明发展前景，均已通过外部收购或内部培植组建LED照明业务公司，并已形成LED与照明技术的垂直整合的优势体系。随着LED产业的在照明领域的快速发展，传统照明巨头也希望通过引八新光源的设计而使照明产品更富创新性。因此，LED照明和传统照明两个领域正逐步合二为一，加速形成一种新的照明商业模式，这非常有利于LED照明的迅速推广使用.4LED的驱动方式简介及特点4.1阻容降压式原理及电路将交流市电转换为低压直流的常规方法是采用变压器降压后再整流滤波，当受体积和成本等因素的限制时，最简单实用的方法就是采用电压式降压电源。电容降压的工作原理并不复杂。他的工作原理是利用电容在一定的交流信号频率下产生的容抗来限制最大工作电流。此电路的优点是：电路简单，便宜，缺点是：效率低，是非隔离式，安全性差，稳定性差。4.1.1电路原理电容降压式简易电源的基本电路如图4.1，C1为降压电容器，D2为半波整流二极管，D1在市电的负半周时给C1提供放电回路，D3是稳压二极管，R1为关断电源后C1的电荷泄放电阻。在实际应用时常常采用的是图4.2的所示的电路。当需要向负载提供较大的电流时，可采用图4.3所示的桥式整流电路。图4.1图4.2图4.34.1.2设计原则1.电路设计时，应先测定负载电流的准确值，然后参考示例来选择降压电容器的容量。因为通过降压电容C1向负载提供的电流Io，实际上是流过C1的充放电电流Ic。C1容量越大，容抗Xc越小，则流经C1的充、放电电流越大。当负载电流Io小于C1的充放电电流时，多余的电流就会流过稳压管，若稳压管的最大允许电流Idmax小于Ic-Io时易造成稳压管烧毁。2.为保证C1可靠工作，其耐压选择应大于两倍的电源电压。3.泄放电阻R1的选择必须保证在要求的时间内泄放掉C1上的电荷。4.1.3设计举例图4.2中，已知C1为0.33μF，交流输入为220V/50Hz，求电路能供给负载的最大电流。C1在电路中的容抗Xc为：Xc=1/（2πfC）=1/（2*3.14*50*0.33*10-6）=9.65K流过电容器C1的充电电流（Ic）为：Ic=U/Xc=220/9.65=22mA。通常降压电容C1的容量C与负载电流Io的关系可近似认为：C=14.5I，其中C的容量单位是μF，Io的单位是A。电容降压式电源是一种非隔离电源，在应用上要特别注意隔离，防止触电。4.2开关式4.2.1、开关式稳压电源的基本工作原理开关式稳压电源接控制方式分为调宽式和调频式两种，在实际的应用中，调宽式使用得较多，在目前开发和使用的开关电源集成电路中，绝大多数也为脉宽调制型。因此下面就主要介绍调宽式开关稳压电源。

调宽式开关稳压电源的基本原理可参见图4.4。

图4.4对于单极性矩形脉冲来说，其直流平均电压Uo取决于矩形脉冲的宽度，脉冲越宽，其直流平均电压值就越高。直流平均电压Ｕ。可由公式计算，

即Uo=Um×T1/T

式中Um为矩形脉冲最大电压值；T为矩形脉冲周期；T1为矩形脉冲宽度。

从上式可以看出，当Um与T不变时，直流平均电压Uo将与脉冲宽度T1成正比。这样，只要我们设法使脉冲宽度随稳压电源输出电压的增高而变窄，就可以达到稳定电压的目的。4.2.2、开关式稳压电源的原理电路 ACAC整流滤波高频变换器调宽方波整流滤波DC取样器比较器脉宽调制振荡器基准电压控制电路图4.5开关式稳压电源的基本电路框图如上图4.5所示交流电压经整流电路及滤波电路整流滤波后，变成含有一定脉动成份的直流电压，该电压进人高频变换器被转换成所需电压值的方波，最后再将这个方波电压经整流滤波变为所需要的直流电压。

控制电路为一脉冲宽度调制器，它主要由取样器、比较器、振荡器、脉宽调制及基准电压等电路构成。这部分电路目前已集成化，制成了各种开关电源用集成电路。控制电路用来调整高频开关元件的开关时间比例，以达到稳定输出电压的目的。4.2.3开关电源的种类一、单端反激式开关电源

单端反激式开关电源的典型电路如图4.6所示。电路中所谓的单端是指高频变换器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧。所谓的反激，是指当开关管VT1导通时，高频变压器Ｔ初级绕组的感应电压为上正下负，整流二极管VD1处于截止状态，在初级绕组中储存能量。当开关管VT1截止时，变压器Ｔ初级绕组中存储的能量，通过次级绕组及VD1整流和电容Ｃ滤波后向负载输出。图4.6单端反激式开关电源是一种成本最低的电源电路，输出功率为20－100Ｗ，可以同时输出不同的电压，且有较好的电压调整率。唯一的缺点是输出的纹波电压较大，外特性差，适用于相对固定的负载。

单端反激式开关电源使用的开关管VT1承受的最大反向电压是电路工作电压值的两倍，工作频率在20－200kHz之间。

二、单端正激式开关电源

单端正激式开关电源的典型电路如图4.7所示。这种电路在形式上与单端反激式电路相似，但工作情形不同。当开关管VT1导通时，VD2也导通，这时电网向负载传送能量，滤波电感Ｌ储存能量；当开关管VT1截止时，电感Ｌ通过续流二极管VD3继续向负载释放能量。图4.7在电路中还设有钳位线圈与二极管VD2，它可以将开关管VT1的最高电压限制在两倍电源电压之间。为满足磁芯复位条件，即磁通建立和复位时间应相等，所以电路中脉冲的占空比不能大于50％。由于这种电路在开关管VT1导通时，通过变压器向负载传送能量，所以输出功率范围大，可输出50－200Ｗ的功率。电路使用的变压器结构复杂，体积也较大，正因为这个原因，这种电路的实际应用较少。

三、自激式开关稳压电源

自激式开关稳压电源的典型电路如图4.8所示。这是一种利用间歇振荡电路组成的开关电源，也是目前广泛使用的基本电源之一。

图4.8当接入电源后在R1给开关管VT1提供启动电流，使VT1开始导通，其集电极电流Ic在L1中线性增长，在L2中感应出使VT1基极为正，发射极为负的正反馈电压，使VT1很快饱和。与此同时，感应电压给C1充电，随着C1充电电压的增高，VT1基极电位逐渐变低，致使VT1退出饱和区，Ic开始减小，在L2中感应出使VT1基极为负、发射极为正的电压，使VT1迅速截止，这时二极管VD1导通，高频变压器Ｔ初级绕组中的储能释放给负载。在VT1截止时，L2中没有感应电压，直流供电输人电压又经R1给C1反向充电，逐渐提高VT1基极电位，使其重新导通，再次翻转达到饱和状态，电路就这样重复振荡下去。这里就像单端反激式开关电源那样，由变压器Ｔ的次级绕组向负载输出所需要的电压。

自激式开关电源中的开关管起着开关及振荡的双重作从，也省去了控制电路。电路中由于负载位于变压器的次级且工作在反激状态，具有输人和输出相互隔离的优点。这种电路不仅适用于大功率电源，亦适用于小功率电源。

四、推挽式开关电源

推挽式开关电源的典型电路如图4.9所示。它属于双端式变换电路，高频变压器的磁芯工作在磁滞回线的两侧。电路使用两个开关管VT1和VT2，两个开关管在外激励方波信号的控制下交替的导通与截止，在变压器Ｔ次级统组得到方波电压，经整流滤波变为所需要的直流电压。

图4.9这种电路的优点是两个开关管容易驱动，主要缺点是开关管的耐压要达到两倍电路峰值电压。电路的输出功率较大，一般在100-500Ｗ范围内。

五、降压式开关电源

降压式开关电源的典型电路如图4.10所示。当开关管VT1导通时，二极管VD1截止，输人的整流电压经VT1和L向Ｃ充电，这一电流使电感Ｌ中的储能增加。当开关管VT1截止时，电感Ｌ感应出左负右正的电压，经负载RL和续流二极管VD1释放电感Ｌ中存储的能量，维持输出直流电压不变。电路输出直流电压的高低由加在VT1基极上的脉冲宽度确定。

图4.10这种电路使用元件少，它同下面介绍的另外两种电路一样，只需要利用电感、电容和二极管即可实现。

六、升压式开关电源

升压式开关电源的稳压电路如图4.11所示。当开关管VT1导通时，电感Ｌ储存能量。当开关管VT1截止时，电感Ｌ感应出左负右正的电压，该电压叠加在输人电压上，经二极管VD1向负载供电，使输出电压大于输人电压，形成升压式开关电源

图4.11七、反转式开关电源

反转式开关电源的典型电路如图4,12所示。这种电路又称为升降压式开关电源。无论开关管VT1之前的脉动直流电压高于或低于输出端的稳定电压，电路均能正常工作。

图4.12当开关管VT1导通时，电感L储存能量，二极管VD1截止，负载RL靠电容C上次的充电电荷供电。当开关管VT1截止时，电感Ｌ中的电流继续流通，并感应出上负下正的电压，经二极管VD1向负载供电，同时给电容Ｃ充电。4.3PFC电路原理功率因数校正（英文缩写是PFC）是目前比较流行的一个专业术语。PFC是在20世纪80年代发展起来的一项新技术，其背景源于离线开关电源的迅速发展和荧光灯交流电子镇流器的广泛应用。PFC电路的作用不仅是提高线路或系统的功率因数；更重要的是可以解决电磁干扰（EMI）和电磁兼容（EMC）问题。4.3.1PFC的定义功率因数（PF）定义为有功功率（P）与视在功率（S）之比值，即PF=P/S。对于线路电压和电流均为正弦波波形并且二者相位角为ψ时，功率因数PF即为cosψ。由于很多家用电器（如排风扇、抽油烟机等）和电气设备是既有电抗的阻抗负载，所以才会存在着电压与电流之间的相位角ψ。这类电感性负载的功率因数都较低（一般为0.5~0.6），说明交流（AC）电压设备的额定容量不能充分利用，输出大量的无功功率，致使输电效率降低。为提高负载功率因数，往往采取补偿措施。最简单的方法是在电感性负载两端并联电容器，这种方法称为并联补偿。PFC方案完全不同于传统的"功率因数补偿"，它是针对非正弦电流波形而采取的提高线路功率因数、迫使AC线路电流追踪电压波形的瞬时变化轨迹，并使电流与电压保持同相位，使系统呈纯电阻性的技术措施。长期以来，像开关型电源和电子镇流器等产品，都是采用桥式整流和大容量电容滤波电路实现AC-DC转换的。由于滤波电容的充、放电作用，在其两端的直流电压出现略呈锯齿波的纹波。滤波电容上电压的最小值远非为零，与其最大值（纹波峰值）相差并不多。根据桥式整流二极管的单向导电性，只有在AC线路电压瞬时值高于滤波电容上的电压时，整流二极管才会因正向偏置而导通，而当AC输入电压瞬时值低于滤波电容上的电压时，整流二极管因反向偏置而截止。也就是说，在AC线路电压的每个半周期内，只是在其峰值附近，二极管才会导通（导通角约为70°）。虽然AC输入电压仍大体保持正弦波波形，但AC输入电流却呈高幅值的尖峰脉冲，如图1所示。这种严重失真的电流波形含有大量的谐波成份，引起线路功率因数严重下降。若AC输入电流基波与输入电压之间的位移角是ψ1，根据傅里叶分析，功率因数PF与电流总谐波失真（度）THD之间存在下面关系。PF=cosψ1/（1+THD2）1/2实测表明，对于未采取PFC措施的电子镇流器，仅三次谐波就达60％（以基波为100％），THD会超过电流基波，PF不超过0.6。线路功率因数过低和电流斜波含量过高，不仅会对造成电能巨大浪费，而且会对电力系统产生严重污染，影响到整个电力系统的电气环境，包括电力系统本身和广大用户。都对AC线路电流谐波作出了具体的限制要求。4.3.2PFC的分类为提高线路功率因数，抑制电流波形失真，必须采用PFC措施。PFC分无源和有源两种类型，目前流行的是有源PFC技术。一、无源PFC无源PFC有多种拓扑结构，其特点是仅使用电容、电感和二极管等无源元件，无需控制IC和晶体管等有源器件。二、有源PFC升压变换器有源PFC电路相当复杂，但半导体技术的发展为该技术的应用奠定了基础。基于功率因数控制IC的有源PFC电路组成一个DC－DC升压变换器，这种PFC升压变换器被置于桥式镇流器和一只高压输出电容之间，也称作有源PFC预调节器，有源PFC变换器后面跟随电子镇流器的半桥逆变器开关电源的DC－DC变换器。有源PFC变换器之所以几乎全部采用升压型式，主要是在输出功率一定时有较小的输出电流，从而可减少输出电容器的容量和体积，同时也可减少升压电感元件的绕组线径。PFC变换器有不同的分类方法，按通过升压电感元件电流的控制方式来分，主要有连续导通模式（CCM）、不连续导通模式（DCM）及介于CCM与DCM之间的临界或过渡导通模式（TCM）三种类型，不论是哪一种类型的PFC升压变换器，都要求其DC输出电压高于最高AC线路电压的峰值。在通用线路输入下，最高AC线路电压往往达270V，故PFC变换器输出DC电压少是380V（270***V），通常都设置在400V的电平上。4.3.3PFC主电路原理图图4.13如图所示的无损吸收PFC主电路的原理图。图中B1为整流桥，L1为PFC升压电感，D1为隔直二极管，S1为开关管，C1，C2，D2，D3和D4，L2组成无损吸收网路，C3为输出滤波电容。具体分析过程如下：当S1断开前，C2中的能量通过D5及L2转移到了C1中，C2的电压降至0。C1的极性如图1所示。当S1断开时，C2上开始为零电压，L1中的电流通过D3给C2充电，直到D1导通为止。并且C2的电位通过D4、D5箝位到输出电压。同时C1通过D2向负载放电，能抑制S1漏极上电压的上升时间，从而充分地保证S1关断在零电压状态下。当S1合上时，C1的左端通过S1接地，电容C2上的电荷通过D5、L2转移到C1中。当开关再次关断的时候，重复上述过程。5高效率恒流PWM开关电源高效率恒流PWM开关电源一般用UC3842和TNY279设计，本文将先对UC3842进行研究讨论，然后以UC3842设计一款高效率恒流PWM开关电源，对其进行分析讨论。5.1UC3842的主要性能特点UC3842是由美国尤尼特德(Unitrode)公司开发的新型单端输出式脉宽调制器件，是国内应用比较广泛的一种电流控制型脉宽调制器。所谓电流型脉宽调制器是按反馈电流来调节脉宽的。在脉宽比较器的输入端直接用流过输出电感线圈电流的信号与误差放大器输出信号进行比较，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于结构上有电压环、电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是比较理想的新型的控制器闭。(1)它属于电流型单端PWM调制器,具有管脚数量少,外围电路简单,安装于调试简便,性能优良,价格低廉等优点.能通过高频变压器与电网隔离,适于构成无工频变压器的20～50W小功率开关电源.(2)最高开关频率为500kHz,频率稳定度为0.2%.电源效率高,输出电流大,能直接驱动双极型功率晶体管或VMOS管,DMOS管,TMOS管.(3)内部有高稳定度的基准电压源,典型值为5.0V,允许有±0.1V的偏差.温度系数为0.2mV/℃.(4)稳压性能好.其电压调整率可达0.01%/V,能同第二代线性集成稳压器(例如LM317)相媲美.启动电流小于1mA,正常工作电流为15mA.(5)除具有输入端过压保护与输出端过流保护电路外,还设有欠压锁定电路,使工作稳定,可靠.(6)最高输入电压Vom=30V,输出最大峰值电流Ipm=1A,平均电流为0.2A,本身最大功耗Pdm=1W,最大输出功率Pom=50W.5．2UC3842工作原理

UC3842是单电源供电，带电流正向补偿，单路调制输出的集成芯片，其内部组成框图如图5.1所示。其中脚1外接阻容元件，用来补偿误差放大器的频率特性。脚2是反馈电压输入端，将取样电压加到误差放大器的反相输入端，再与同相输入端的基准电压进行比较，产生误差电压。脚3是电流检测输入端，与电阻配合，构成过流保护电路。脚4外接锯齿波振荡器外部定时电阻与定时电容，决定振荡频率，基准电压VREF为0．5V。输出电压将决定变压器的变压比。由图1可见，它主要包括高频振荡、误差比较、欠压锁定、电流取样比较、脉宽调制锁存等功能电路。UC3842主要用于高频中小容量开关电源，用它构成的传统离线式反激变换器电路在驱动隔离输出的单端开关时，通常将误差比较器的反向输入端通过反馈绕组经电阻分压得到的信号与内部2．5V基准进行比较，误差比较器的输出端与反向输入端接成PI补偿网络，误差比较器的输出端与电流采样电压进行比较，从而控制PWM序列的占空比，达到电路稳定的目的。图5.15.3PWM开关电源以其高效率、小体积等优点获得了广泛应用。传统的开关电源普遍采用电压型脉宽调制(PWM)技术，而近年电流型PWM技术得到了飞速发展。相比电压型PWM，电流型PWM具有更好的电压调整率和负载调整率，系统的稳定性和动态特性也得以明显改善，特别是其内在的限流能力和并联均流能力使控制电路变得简单可靠。电流型PWM集成控制器已经产品化，极大推动了小功率开关电源的发展和应用，电流型PWM控制小功率电源已经取代电压型PWM控制小功率电源。Unitrode公司推出的UC3842系列控制芯片是电流型PWM控制器的典型代表。5.3.1DC/DC转换器转换器是开关电源中最重要的组成部分之一，其有5种基本类型：单端正激式、单端反激式、推挽式、半桥式和全桥式转换器。下面重点分析隔离式单端反激转换电路，电路结构图如图5.2所示。

图5.2电路工作过程如下：当M1导通时，它在变压器初级电感线圈中存储能量，与变压器次级相连的二极管VD处于反偏压状态，所以二极管VD截止，在变压器次级无电流流过，即没有能量传递给负载；当M1截止时，变压器次级电感线圈中的电压极性反转，使VD导通，给输出电容C充电，同时负载R上也有电流I流过。M1导通与截止的等效拓扑如图5.3所示。图5.35.3.2电流型PWM

与电压型PWM比较，电流型PWM控制在保留了输出电压反馈控制外，又增加了一个电感电流反馈环节，并以此电流反馈作为PWM所必须的斜坡函数。

下面分析理想空载下电流型PWM电路的工作情况(不考虑互感)。电路如图5.4所示。设V导通，则有

L·diL/dt=ui(1)iL以斜率ui/L线性增长，L为T1原边电感。经无感电阻R1采样Ud=R1·iL送到脉宽比较器A2与Ue比较，当Ud>Ue，A2输出高电平，送到RS锁存器的复位端，此时或非门的两个输入中必有一个高电平，经过或非门输出低电平关断功率开关管V。当时钟输出为高电平时，或非门输出始终为低电平，封锁PWM，这段时间由时钟振荡器OSC输出脉冲宽度决定，即PWM信号的死区时间。在振荡器输出脉冲下降同时，或非门两输入均为低电平，经或非门输出为高电平，V导通。图5.4理想空载下电流型PWM电路简言之，PWM信号的上升沿由振荡器下降沿决定，而PWM的下降沿由电感电流限值信号和误差信号Ue共同决定，最大脉宽的下降沿受振荡器上升沿控制。图5.5为其工作时序图。OSCOSCV0PWM图5.5工作时序图

5．4系统原理

本文以UC3842为核心控制部件，设计一款PWM型高频开关电源恒压／恒流控制器。开关电源控制电路是一个电压、电流双闭环控制系统。变换器的幅频特性由双极点变成单极点，因此，增益带宽乘积得到了提高，稳定幅度大，具有良好的频率响应特性。

主要的功能模块包括：启动电路、过流过压欠压保护电路、反馈电路、整流电路。以下对各个模块的原理和功能进行分析。电路原理图如5.6所示。图5.65.4.1启动电路如图5.6所示交流电由C16、L1、C15以及C14、C13进行低通滤波，其中C16、C15组成抗串模干扰电路，用于抑制正态噪声；C14、C13、L1组成抗共模干扰电路，用于抑制共态噪声干扰。它们的组合应用对电磁干扰由很强的衰减旁路作用。滤波后的交流电压经D1～D4桥式整流以及电解电容C1、C2滤波后变成3lOV的脉动直流电压，此电压经R1降压后给C8充电，当C8的电压达到UC3842的启动电压门槛值时，UC3842开始工作并提供驱动脉冲，由脚6输出推动开关管工作。随着UC3842的启动，R1的工作也就基本结束，余下的任务交给反馈绕组，由反馈绕组产生电压给UC3842供电。由于输入电压超过了UC3842的工作，为了避免意外，用D10稳压管限定UC3842的输入电压，否则将出现UC3842被损坏的情况。

5.4.2短路过流、过压、欠压保护电路

由于输入电压的不稳定，或者一些其他的外在因素，有时会导致电路出现短路、过压、欠压等不利于电路工作的现象发生，因此，电路必须具有一定的保护功能。如图5.6所示，如果由于某种原因，输出端短路而产生过流，开关管的漏极电流将大幅度上升，R9两端的电压上升，UC3842的脚3上的电压也上升。当该脚的电压超过正常值0．3V达到1V(即电流超过1．5A)时，UC3842的PWM比较器输出高电平，使PWM锁存器复位，关闭输出。这时，UC3842的脚6无输出，MOS管S1截止，从而保护了电路。如果供电电压发生过压(在265V以上)，UC3842无法调节占空比，变压器的初级绕组电压大大提高，UC3842的脚7供电电压也急剧上升，其脚2的电压也上升，关闭输出。如果电网的电压低于85V，UC3842的脚1电压也下降，当下降lV(正常值是3．4V)以下时，PWM比较器输出高电平，使PWM锁存器复位，关闭输出。如果人为意外地将输出端短路，这时输出电流将成倍增大，使得自动恢复开关RF内部的热量激增，它立即断开电路，起到过压保护作用。一旦故障排除，自动恢复开关RF在5s之内快速恢复阻抗。因此，此电路具有短路过流、过压、欠压三重保护。5.4.3反馈电路

反馈电路采用精密稳压源TL431,放大器AD8022和线性光耦PC817。利用TL43l可调式精密稳压器构成误差电压放大器和电流放大器AD8022，再通过线性光耦对输出进行精确的调整。如图5.6所示，R4、R5是精密稳压源的外接控制电阻，它们决定输出电压的高低，和TL431一并组成外部误差放大器。当输出电压升高时，取样电压VR7也随之升高，设定电压大于基准电压(TL431的基准电压为2．5V)，使TL431内的误差放大器的输出电压升高，致使片内驱动三极管的输出电压降低，也使输出电压Vo下降，最后Vo趋于稳定；反之，输出电压下降引起设置电压下降，当输出电压低于设置电压时，误差放大器的输出电压下降，片内的驱动三极管的输出电压升高，最终使得UC3842的脚1的补偿输入电流随之变化，促使片内对PWM比较器进行调节，改变占空比，达到稳压的目的。R7、R8的阻值是这样计算的：先固定R7的阻值，再计算R8的阻值，即5-15-15-25-25-35-3AD8022电路通过调节误差放大器的增益而不是调节误差放大器的输入误差来改变误差放大器的输出，从而改变开关信号的占空比。这种拓扑结构不仅外接元器件较少，而且在电压采样电路中采用了三端可调稳压管，使得输出电压在负载发生较大的变化时，输出电压基本上没有变化。5.4.4整流滤波电路输出整流滤波电路直接影响到电压波纹的大小，影响输出电压的性能。开关电源输出端中对波纹幅值的影响主要有以下几个方面。