电机驱动控制-第6章new5标量部分

笼型感应电

压变频调速系统（VVVF系统）——转差功率不变型调速系统第

6

章1本章提要变压变频调速的基本控制方式感应电

电压－频率协调控制时的机械特性*电力电子变压变频器的主要类型变压变频调速系统中的脉宽调制（

）技术基于感应电

稳态模型的变压变频调速感应电

的动态数学模型和坐标变换基于动态模型按转子磁链定向的矢量控制系统基于动态模型按定子磁链控制的直接转矩控制系统26.1

变压变频调速的基本控制方式3电机调速时需考虑的一个重要因素：希望保持电机中每极磁通量m

为额定值不变。磁通太弱：没有充分利用电机的铁心，是一种浪费；过分增大磁通：使铁心饱和，从而导致过大的励磁电流，严重时会因绕组过热而损坏电机。对于直流电机，励磁系统是独立的，只要对电枢反应有恰当的补偿，m

保持不变是很容易做到的。在交流感应电机中，磁通

m

由定子和转子磁势

产生，自身难以实现。4定子每相电动势5Eg

4.44

f1NskN

ΦmS（6-1）式中：Eg

—气隙磁通在定子每相中感应电动势的有效值，单位为V；—定子频率，单位为Hz；f1Ns

—定子每相绕组串联匝数；kNs

—基波绕组系数；m

—每极气隙磁通量，单位为Wb。由式（6-1）可知，只要控制好Eg

和f1，便可达到控制磁通m

的目的，对此，需要考虑基频（额定频率）以下和基频以上两种情况。61.

基频以下调速由式（6-1）可知，要保持

m

不变，当频率

f1

从额定值

f1N

向下调节时，必须同时降低

Eg

，使f17Eg

常值（6-2）即采用恒值电动势频率比的控制方式。定子气隙电动势难以直接控制！！8感应电 的Ｔ型等效电路22gE'

I

'

(RE

E'

E

1

2I

I

I

'm

1

2(3)由于定子阻抗较小，当电动势值较高时，可以忽略定子绕组的漏磁阻抗压降，而认为定子相电压和电动势相等Us

≈Eg

常值f1Us恒压频比的控制方式，即固定定子电压和频率的比值恒压频比的控制方式U1但是，在低频时

Us

和Eg

都较小，定子阻抗压降所占的份量就比较显著，不再能忽略。这时，需要人为地把电压

Us

抬高一些，以便近似地补偿定子压降。带定子压降补偿的恒压频比控制特性示于下图中的

b

线，无补偿的控制特性则为a线。9Of

1带压降补偿的恒压频比控制特性f

1N图6-1

恒压频比控制特性10a

—无补偿UsUsNb

—带定子压降补偿2.

基频以上调速11在基频以上调速时，频率应该从f1N向上升高，但定子电压Us

却不可能超过额定电压UsN

，最多只能保持Us=UsN

，这将迫使磁通与频率成反比地降低，相当于直流电机弱磁升速的情况。把基频以下和基频以上两种情况的控制特性画在一起，如下图所示。图6-2

感应电f1N压变频调速的控制特性UsΦm变压变频控制特性Us

ΦmUsNΦmNf1O126.2

感应电电压－频率协调控制时的机械特性的机械本节提要恒压恒频正弦波供电时感应电特性基频以下电压-频率协调控制时的机械特性基频以上恒压变频时的机械特性恒流正弦波供电时的机械特性136.2.1

恒压恒频正弦波供电时感应电

的机械特性第5章式(6-3）已给出感应电机在恒压恒频正弦波供电时的机械特性方程式

Te=f(s)。当定子电压

Us

和电源角频率

1

恒定时，可以改写成如下形式：2'22sr'

1r

1

llsr

L'L2

)s(R)sR

1

U

2T

3npe

s

sR

（6-4）14特性分析（简化）15当s很小时，可忽略上式分母中含s各项，则（6-5）也就是说，当s很小时，转矩近似与s成正比，机械特性

Te

=f（s）是一段直线，见图6-3。R'

1

s

1

re

pT

3n

s

U

2

s特性分析（续）当s接近于1时，可忽略式（6-4）分母中的Rr'，则1s16lr2s

1

ls'1

rspe

L'

)2

]

1

U

2T

3ns[R

2

(L

R（6-6）即s接近于1时转矩近似与s成反比，这时，Te

=f（s）是对称于原点的一段双曲线。机械特性当s

为以上两段的中间数值时，机械特性从直线段逐渐过渡到双曲线段，如图所示。smn00

1n

s0TeTemaxTemax

Te图6-3

恒压恒频时感应电机的机械特性6.2.2

基频以下电压-频率协调控制时的机械特性18由式（6-4）机械特性方程式可以看出，对于同一组转矩

Te

和转速

n（或转差率s）的要求，电压

Us

和频率

1

可以有多种配合。在Us

和1

的不同配合下机械特性也是不一样的，因此可以有不同方式的电压－频率协调控制。1.

恒压频比控制（

Us

/1

）在第6-1节中已经，为了近似地保持气隙磁通不变，以便充分利用电机铁心，发挥电机产生转矩的能力，在基频以下须采用恒压频比控制。这时，同步转速自然要随频率变化。p0n2n

601（6-7）19sp2

1

U3ns1

r

e

在式（6-5）所表示的机械特性近似直线段上，可以导出R'

T（6-9）带负载时的转速降落为120p060s2nn

sn

（6-8）由此可见，当

Us

/1

为恒值时，对于同一转矩

Te

，s1是基本不变的，因而

n

也是基本不变的。这就是说，在恒压频比的条件下改变频率

1

时，机械特性基本上是平行下移，如图6-4所示。它们和直流他励电机变压调速时的情况基本相似。21所不同的是，当转矩增大到最大值以后，转速再降低，特性就折回来了。而且频率越低时最大转矩值越小，可参看式(6-5)，对式

(6-5)

稍加整理后可得'

22221emax1lrRsT

(Lls

L

)

1

Rs

1

3n

U

2

p

s

2

（6-10）可见最大转矩

Temax

是随着1的降低而减小的。频率很低时，Temax太小将限制电机的带载能力采用定子压降补偿，适当地提高电压Us，可以增强带载能力，见图6-4。2324O机械特性曲线nn0N03nn02n011N1112131N

11

12

13Te图6-4

恒压频比控制时变频调速的机械特性补偿定子压降后的特性2.

恒Eg

/1

控制下图再次绘出感应电机的稳态等效电路，图中几处感应电动势的意义如下：Eg

—气隙（或互感）磁通在定子每相绕组中的感应电动势；Es

—定子全磁通在定子每相绕组中的感应电动势；Er

—转子全磁通在转子绕组中的感应电动势（折合到定子边）。返回25图6-5

感应电稳态等效电路和感应电动势Us1RsLlsL’lrLmrR’

/sIsI0I’r感应电等效电路EgE26sEr特性分析如果在电压－频率协调控制中，恰当地提高电压

Us

的数值，使它在克服定子阻抗压降以后，能维持Eg

/1

为恒值（基频以下），则由式（6-1）可知，无论频率高低，每极磁通

m

均为常值。27特性分析（续）由等效电路可以看出2r2

'1

lrEg

L

r

R'

2I

'

（6-11）

s

代入电磁转矩关系式，得'228r'1

rpr22

'g1pe2

2

'21

lr1

lrsR'E23ns

R

R

s

Lg

1

E

2

3n

L

r

s

R'

2

T

（6-12）特性分析（续）利用与前相似的分析方法，当s很小时，可忽略式（6-12）分母中含

s

项，则29R'

1

s

1

re

pT

3n

g

E

2

s（6-13）这表明机械特性的这一段近似为一条直线。特性分析（续）当s接近于1时，可忽略式（6-12）分母中的

Rr'2

项，则'2301

lrR'e

p

r

1

E

2T

3n

g

1

s

L

s（6-14）s值为上述两段的中间值时，机械特性在直线和双曲线之间逐渐过渡，整条特性与恒压频比特性相似。r'm1Llr性能比较将式（6-12）对s

求导，并令dTe

/ds

=0，可得恒Eg

/1控制特性在最大转矩时的转差率R's

（6-15）和最大转矩p31emax132L'n

g

1

lr

E

2T

（6-16）性能比较（续）32值得注意的是，在式（6-16）中，当

Eg

/1

为恒值时，Temax

恒定不变，如下图所示，其稳态性能优于恒Us

/1

控制的性能。这正是恒

Eg

/1

控制中补偿定子压降所追求的目标。机械特性曲线TeOn03n02nn0Nn011N1112131N

11

12

13Temax恒Eg

/1

控制时变频调速的机械特性333.

恒Er

/1

控制如果把电压－频率协调控制中的电压再进一步提高，把转子漏抗上的压降也抵消掉，得到恒

Er/1控制，那么，机械特性会怎样呢？由此可写出R'

/

s34rErI

'r（6-17）代入电磁转矩基本关系式，得r35

rpr1eR'sRE

2

R'3ns

1

1

E

2

3n'

2

s

r

rT

p（6-18）现在，不必再作任何近似就可知道，这时的机械特性完全是一条直线，见图6-6。s01

0Te几种电压－频率协调控制方式的特性比较图6-6

不压－频率协调控制方式时的机械特性恒Er

/1

控制恒Eg

/1

控制恒Us

/1

控制abc36显然，恒

Er

/1

控制的稳态性能最好，可以获得和直流电机一样的线性机械特性。这正是高性能交流变频调速所要求的性能。37现在的问题是，怎样控制变频装置的电压和频率才能获得恒定的

Er

/1

呢？按照式（6-1）电动势和磁通的关系，可以看出，当频率恒定时，电动势与磁通成正比。在式（6-1）中，气隙磁通的感应电动势Eg

对应于气隙磁通幅值m

，那么，转子全磁通的感应电动势

Er

就应该对应于转子全磁通幅值

rm

：38Er

4.44

f1NskNsΦrm（6-19）由此可见，只要能够按照转子全磁通幅值

rm

=Constant

进行控制，就可以获得恒Er

/1

了。这正是矢量控制系统所遵循的原则，下面在第6-7节中将详细。394．几种协调控制方式的比较40综上所述，在正弦波供电时，按不同规律实现电压－频率协调控制可得不同类型的机械特性。（1）恒压频比（

Us

/1

=Constant

）控制最容易实现，它的变频机械特性基本上是平行下移，硬度也较好，能够满足一般的调速要求，但低速带载能力有些差强人意，须对定子压降实行补偿。（2）恒Eg

/1

控制是通常对恒压频比控

制实行电压补偿的标准，可以在稳态时达到rm

= Constant，从而改善了低速性能。但机械特性还是非线性的，产生转矩的能

力仍受到限制。41（3）恒Er

/1

控制可以得到和直流他励电机一样的线性机械特性，按照转子全磁通rm

恒定进行控制，即得42Er

/1

=

Constant而且，在动态中也尽可能保持

rm

恒定是矢量控制系统的目标，当然实现起来是比较复杂的。6.2.3

基频以上恒压变频时的机械特性性能分析在基频以上变频调速时，由于定子电压Us=UsN

不变，式（6-4）的机械特性方程式可写成s

r431r2e

p

sN)21

ls

lrsR'T

3n

U2

(L

L'

(sR

R'

)2

s2（6-20）性能分析（续）而式（6-10）的最大转矩表达式可改写成（6-21）同步转速的表达式仍和式（6-7）一样。2

2441

s2p

sNe

max)212s

1

ls

lrT

3

n

U

R

R

(L

L'

机械特性曲线恒功率调速Onn0N0cn0bn0an1a1N1c1b1N

<

1a

<1b

<1c由此可见，当角频率提高时，同步转速随之提高，最大转矩减小，机械特性上移，而形状基本不变，

。Te图6-7

基频以上恒压变频调速的机械特性由于频率提高而电压不变，气隙磁通势必减弱，导致转矩的减小，但转速升高了，可以认为输出功率基本不变。所以基频以上变频调速属于弱磁恒功率调速。46变压变频控制特性图6-2

感应电f1N压变频调速的控制特性恒转矩调速UsΦm恒功率调速Us

ΦmUsNΦmNf1O47如果电机在不同转速时所带的负载都能使电流达到额定值，即都能在允许温升下长期运行，则转矩基本上随磁通变化，按照电力拖动原理，在基频以下，磁通恒

定时转矩也恒定，属于“恒转矩调速”性质，而在基频以上，转速升高时转矩降低，基本上属于“恒功率调速”。48在等效电表示功率和损耗：11X2R'2X

'2R's1

s1U1I0I2IRmmXpcu1RpFepcu2MECP1PemP调速效率分析49转差功率pcu2

=

sPem

s

1

Tem50调速效率分析负载不变时，转差功率近似保持不变！变压变频调速----转差功率不变型调速方法6.2.4

恒流正弦波供电时的机械特性在变频调速时，保持感应电机定子电流的幅值恒定，叫作恒流控制。优点：安全可靠具有良好的动静态性能缺点：？51

1

m

s'''s'r1

lr1

lr1

lr

rsR'

rsR'

s

R's转子电流计算设电流波形为正弦波，即忽略电流谐波，由感应电等效电路图所示的等效电路在恒流供电情况下可得R'I

I

r

I

j

(L

L'

)1

m

lrj

L

j

Lj1Lm

j

Lj1Lm

(

r

j

L

)

52转子电流计算（续）电流幅值为(6-22）m531r)2lr

r

s

R'

2I

'

2

(L

L'1Lm

Is（6-23）'

254m2122

2

21

m

s11)( r

)lrsR'

rs电磁转矩公式将式（6-22）代入电磁转矩表达式得R'3np'2

R'3np

LI

Te

Ir

(L

L

r

s

'2

2

2r2

2p

1

m

s)21

m

lrR'

s

r

R

s

(L

L'

3n

L

I最大转矩及其转差率取dTe/dt=0，可求出恒流机械特性的最大转矩值(6-24）产生最大转矩时的转差率为(6-25）p

m

sm

lr3n

L2

I

22(L

L'

)Te

max

I

const.

s1

m

lr55R'sm

r

Is

const

(L

L'

)机械特性曲线按上式绘出不

流、不同频率下的恒流机械特性示于图6-8。图6-8

恒流供电时感应电的机械特性TeOnIsb,1aIsb1bIsa1aIsa,1aIsb,1bsa

1bI

,性能比较

(恒流与恒压)第5章式（5-4）和（5-5）给出了恒压机械特性的最大转差率和最大转矩，现再录如下：（5-4）（5-5）2

2ssp

s)21lr1

ls3n

U

2T

L'e

max

Us

constR

(L2

R

257s

1lrlsR2

)2R'sm

r

Us

const.

(L

L'性能比较（续）比较恒流机械特性与恒压机械特性，由上述表达式和特性曲线可得以下的结论：（1）恒流机械特性与恒压机械特性的形状相似，都

空载转速点（s=0，Te=0）和最大转矩点（

sm

，Temax

）。58性能比较（续）59（2）两类特性的特征有所不同，比较式（6-25）和式(6-4）可知，由于Lls

<<Lm，所以，因此恒流机械特性的线性段比较平，而最大转矩处形状很尖。（3）恒流机械特性的最大转矩值与频率无关，恒流变频时最大转矩不变，但改变定子电流时，最大转矩与电流的平方成正比。ssm|I

=

cons<t.<

sm|Us

=

const.性能比较（续）60（4）由于恒流控制限制了电流

Is，而恒压供电时随着转速的降低Is会不断增大，所以在额定电流时Temax|I

=const.的要比额定电压时s的Temax|U

=const.小得多s提高带负载能力的方法：短时加大定子电流，以产生更大的转矩，参看图6-8。小

结电压Us与频率1是变频器—感应电调速系统的两个独立的控制变量，在变频调速时需要对这两个控制变量进行协调控制。在基频以下，有三种协调控制方式。采用不同的协调控制方式，得到的系统稳态性能不同，其中恒Er/1控制的性能最好。在基频以上，采用保持电压不变的恒功率弱磁调速方法。61变频调速控制技术采用电压－频率协调控制方式，控制简单，可以产生较好的控制效果，调速范围宽保持磁通恒定，属于转差功率不变控制方式，运行效率高采用先进控制方式，可以实现高性能调速性能62小

结1.

恒压频比曲线的斜率。2.采用恒压频比控制方式带动重负载（大于额定频率的启动转矩）时，实现停机状态上升到额定转速的控制方案及电机电磁转矩变化过程。返回63*6.3

电力电子变压变频器的主要类型本节提要交-交变压变频器交-直-交变压变频器新型结构变压变频器64

引言65改变电机供电电压和频率的方法旋转变频机组电力电子变压变频器交-交结构

交-直-交结构交-交变压变频器图6-9

交-交（直接）变压变频器交－交变频AC50Hz~66ACCVCFVVVF交-交变压变频器的基本电路结构VRVFId-Id+--+负载50Hz~6750Hz~u0图6-9-a交-交变压变频器每一相的可逆线路68图6-9

–b

三相桥式交交变频电路三相交交变频电路图6-9-c

方波型平均输出电压波形正组通正组通反组通反组通69交-交变压变频器的控制方式整半周控制方式----获得方波输出电压输出电压波形u0t控制方式（

2

）

调制控制方式----获得正弦波输出电压方式：在每一组整流装置导通期间不断改变其控制角以正向组导通的半个周期为例70平均电压u0

=控制角

= /2 → 0 →

/20 →

最大→ 02O

t

0

2

ABCDEFu0图6-10交-交变压变频器的单相正弦波输出电压波形输出电压波形单相交交变频电路输出电压和电流波形1OOuo72iott3

4

62

5图6-11

交-交变压变频器的输出电压与电流波形所用的器件数量多，总体设备庞大；输入功率因数较低，谐波电流含量大，频谱复杂，因此须配置谐波滤波和无功补偿设备；其最高输出频率不超过电网频率的1/3~1/2，调速范围窄;调节周期长，动态响应较慢。73交-交变频器的问题交-直-交变压变频器图6-12

交-直-交（间接）变压变频器变压变频(VVVF)中间直流环节恒压恒频(CVCF)ACAC50Hz~整流逆变DC74SCR可控整流器六

拍逆变器DCACAC50Hz~调频调压可控整流器调压、六拍逆变器调频的交-直-交变压变频器交-直-交变压变频器（1）双晶闸管结构可控整流器调压六拍逆变器75调频76交-直-交变压变频器变压变频(VVVF)中间直流环节恒压恒频(CVCF)逆变器DCACAC50Hz~调压调频C交-直-交变压变频器（2）二极管整流+

逆变器结构77（2）二极管整流+基本工作原理逆变器结构1）二极管不控整流器uaubuc等效直流负载1）二极管不控整流器（2）二极管整流+基本工作原理逆变器结构电动状态网侧输入电压电流电流频谱分布uaub

uc等效直流负载基本工作原理1）二极管不控整流器（2）二极管整流+逆变器结构母线电压网侧输入电压电流发电状态uaub

uc等效直流负载80CdVT1

VT3

VT5VT46VT

VT2ABCUd2Ud2RL图6-17

三相桥式逆变器主电路基本工作原理（2）二极管整流+逆变器结构2）三相逆变器ttttOtttOta)b)c)d)e)f)g)h)u

AO'OiAi

dOu

BO'Ou

CO'Ou

ABu

OO'Ou

AOOU

dU

d

2U

d3U

d62

U

d3电流为近似正弦波波形2）三相

逆变器输出波形电压为方波波形电压为

波形电流为正弦波波形（2）二极管整流+

逆变器结构优点逆变器同时实现调压和调频，结构简单；逆变器同时实现调压和调频，动态响应不受中间直流环节滤波器参数的影响；采用不可控的二极管整流器，电源侧功率因数较高，且不受逆变输出电压大小的影响；采用高频 控制技术，正弦基波的 大，转矩脉动小，提高了调速范围和稳态性能。82（2）二极管整流+逆变器结构缺点网侧输入电流畸变较大，对电网造成谐波污染；电能只能单向流动，电机产生的再生电能不能回馈到电网，额外增加的能耗泄放电路造成能量消耗，效率降低。83（3）整流四象限变频器LCRM~UaUbUcU84VWABC（3）整流四象限变频器电网侧输入电压电流电动状态（3）整流四象限变频器电网侧输入电流频谱分布图电动状态86（3）

整流四象限变频器发电状态网侧输入电压电流发电状态11.61.82-620-2-4446

x

101.41.451.51.551.6-10005000-5001000电网输入有功功率电网电压电网输入电流88新型变频器基本结构图矩阵式交-交变压变频器0+三相感应电驱动电路控制系统aiibiciA

uA

iB

uB

iC

uC输入滤波器uaub+uc+开关矩阵双向开关新型变频器缺点:不能连续调节频率功率因数低转矩脉动大89矩阵式交-交变压变频器优点:结构简单可靠功率等级大能量 双向流动频率调节范围宽输出线电压波形及其基波分量新型变频器多电平高压变压变频器隔离变压器A1B1C1A2B2C2A3B3C3M三相交流电源ouCdc2000-50050001000H2000桥1500输出电-1000压-15001.41.451.51.551.6-6000-4000-20000200040006000总输出电压新型变频器多电平高压变压变频器隔离变压器A1B1C1A2B2C2A3B3C3M三相交流电源0.40.450.50.550.6-50005001000总输出电压-10000.40.450.50.550.6-400-2000200400H桥输出电压发电状态电压波形仍然存在再生电能回馈问题！！912新型变频器四象限多电平高压变压变频器三相交流电源变压器新型变频器四象限多电平高压变压变频器0.20.30.40.50.60.7300000.20.250.30.350.40.450.50.550.60.650.7-60006000400020000-2000-40003000输2000入1000电压1000电2000流总输出电压小结返回交-交变频器二极管整流变频器整流四象限变频器矩阵变换器多电平高压变频器946.4

变压变频调速系统中的脉宽调制( )技术本节提要正弦波脉宽调制(S消除指定次数谐波的)技术(SHE )控制技术电流滞环电压空间矢量(CHB(SV)控制技术)控制技术（或称磁链

控制技术）95六拍逆变器主电路结构N'N+-U26VD1VD3VD5VWVD4

VD6

VD2Ud2U

d2VT1~VT6――主电路开关器件VD1~VD6――续流二极管VT3VT5VT4

VT6VT2VT196tOua)b)Out图6-18调制原理97S1S2低通滤波逆变电机比较驱动载波调制波ACDC★电路构成★调制方法1、调制方式(单、双极性)2、载波比(同步、异步)6.4.1

正弦波脉宽调制(S)技术98单相桥式逆变电路载波调制电路Ud+VD1VD3VD4uoVD2RLur信号波uc单相桥式逆变电路VT1VT2VT3VT492.

S

的调制方式如果在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在正或负的一种极性范围内变化，所得到的S

波也只处于一个极性的范围内，叫做单极性控制方式。如果在正弦调制波半个周期内，三角载波在正负极性之间连续变化，则S

波也是在正负之间变化，叫做双极性控制方式。1000uc

uruOtOtuouofuoUd-Ud（1）单极性控制方式1（2）双极性控制方式ur

ucuOtOtuouofuoUd-Ud02控制电路模拟电子电路采用正弦波发生器、三角波发生器和比较器来实现上述的S

控制；数字化实现103模拟电子电路104数字控制电路自然采样法——只是把同样的方法数字化，自然采样法的运算比较复杂；规则采样法——在工程上更实用的简化方法，由于简化方法的不同，衍生出多种规则采样法。105（1）自然采样法原理将模拟量离散化计算

方程计算复杂（2）规则采样法ucuOturTcA

DBOtuotA

tD

tB

'

'22以三角载波为周期，在每一个周期内，将正弦波近似为不变值计算简化规则采样法原理正弦调制信号波式中，M称为调制度，0≤M<1；r为信号波角频率。从图中可得21081

M

sin

rtD

/

2Tc

/

2ur

M

sin

rt三角

周期内，脉冲两边间隙宽度42r

DccT

'

1

T

(1

M

sin

t

)2r

DcT(1

M

sin

t

)因此可得

109用计算机实时控制产生S

波形的具体实现方法有：查表法——可以先离线计算出相应的脉宽d等数据存放在内存中，然后在调速系统实时控制过程中通过查表和加、减运算求出各相脉宽时间和间隙时间。110实时计算法——事先在内存中存放正弦函数和Tc/2值，控制时先查出正弦值，与调速系统所需的调制度M作乘法运算，再根据给定的载波频率查出相应的Tc/2值，由计算公式计算脉宽时间和间隙时间。111由于 变压变频器的应用非常广泛，已制成多种

集成电路

作为S后来更进一步把它做在微机信号的发生器，里面，生产出多种带微机信号输出口的电机控制用的8位、16位和DSP。注意：现在的电机控制单片机都带有信号生成模块，无需再进行占空比的计算，只需要在相应的比较寄存器中写入调制波的瞬时值即可！1124.

调制方法载波比——载波频率

fc与调制信号频率

fr之比N，既N

=

fc/

fr根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，调制方式分为异步调制和同步调制。113（1）异步调制异步调制——载波信号和调制信号不同步的调制方式。通常保持

fc固定不变，当

fr变化时，载波比N

是变化的；在信号波的半周期内，

波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称；114当

fr

较低时，N

较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小；当

fr

增高时，N

减小，一周期内的脉冲数减少，

脉冲不对称的影响就变大。115（2）同步调制同步调制——N等于常数，并在变频时使载波和信号波保持同步。基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号周期内输出脉冲数固定；三相电路中公用一个三角波载波，且取

N为3的整数倍，使三相输出对称；116波正负半周镜对称，N为使一相的应取奇数；fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除；fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受。117同步调制三相

波形ucurUurVurWuOtttt000uWN'2uUN'Ud2uVN'

Ud119（3）分段同步调制把fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段N不同；在fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高；在fr低的频段采用较高的N，使载波频率不致过低；120分段同步调制方式2.42.01.61.20.80.40

10

20

30

40

50

60

70

80fr

/Hzfc

/kHz（4）混合调制可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。目前常用：采用较高载波频率的异步调制方式1215.逆变器主电路及输出波形图6-19

三相桥式逆变器主电路原理图调制电路VD2ucVD6VD5VUWNN'+CC+urUurVurW2Ud2UdVT1VT4

VD4VT6VD1

VD3VT3

VT5VT2223图6-20

三相桥式逆变器的双极性S波形uUN’uO

tOOUd2-Ud2uVN’OuWN’uUVOuUN

t

t

t

tO

turUurVurWucUd23Ud2(SHE)*6.4.2

消除指定次数谐波的控制技术脉宽调制（）的目的是使变压变频器输出的电压波形尽量接近正弦波，减少谐波，以满流电机的需要。要达到这一目的，除了上述采用正弦波调制三角波的方法以外，还可以采用直接计算的下图中各脉冲起始与终了相位1，2，…2m的方法，以消除指定次数的谐波，构成近似正弦的波形。1241特定谐波消去法的输出波形uoUd-Ud2tO

a1a2a3图6-21

特定谐波消去法的输出波形25(6-26）波形第i个起始或i―以相位角表示的终了时刻。m

―开关次数，即波形变化次数mi1i

iUkm(

1) cos

k2kπ

12Ud

特定谐波消去法的原理对图6-21的 波形作傅氏分析可知，其k次谐波相电压幅值的表达式为126特定谐波消去法的原理要消除第k次谐波分量，只须令式(6-26）等于零基波幅值为所要求的电压值求解出相应的值图6-21的输出电压波形有1/4周期按纵轴对称的性质。在1/4周期内，有

m

个值，即

m

个待定参数，这些参数代表了可以用于消除指定谐波的 度。127特定谐波消去法的原理其中除了必须满足的基波幅值外，尚有（m-1）个可选的参数，它们分别代表了可消除谐波的数量。例如，取m=5，可消除4

个不同次数的谐波。常常希望消除影响最大的5、7、11、13

次谐波，就让这些谐波电压的幅值为零，并令基波幅为需要值，代入式(6-26）可得一组三角函数的联立方程。1283211mπ

2

cos

2

cos

2

cos4

2

cos5

需要值U

2Ud

1

2

cos5π3215m

2

cos54

2

cos55

0

2

cos5

2

cos5U

2Ud

1

2

cos53217m

2

cos

74

2

cos

75

0

2

cos

7

2

cos

7U

2Ud

1

2

cos

77π……共5个方程采用数值法迭代求解出各开关时刻相位角，然后再利用1/4

周期对称性，计算出其余各值。130特定谐波消去法的实现由于上述数值求解方法的复杂性，而且对应于不同基波频率应有不同的基波电压幅值，求解出的脉冲开关时刻也不一样，所以这种方法不宜用于实时控制，须用计算机离线求出开关角的数值，放入微机内存，以备控制时调用。13滞环比较方式电流控制原理图6-22电流滞环控制的A相原理图负载L-iiaa+

i*2UdU

d2VD4VD1HBCVT1VT

4(CHB)控制*6.4.3

电流滞环技术321滞环比较方式的指令电流和输出电流Otiii*i*

+

Ii*

-

I图6-23电流滞环控制时的电流波形133三相电流型逆变电路图6-24三相电流型逆变电路+-iUi*U+-iVi*V+-iWi*WUdUVWVT1VT4VT6VT2VT3VT513三相电流型逆变电路输出波形Oti*UOtuABiUi4控制精度与开关频率的关系环宽选得较大，可降低开关频率，但电流波形失真较多，谐波分量高；环宽选得较小，电流波形较好，开关频率增大。这是一对 的因素，实用中，应在充分利用器件开关频率的前提下，选择尽可能小的环宽。135小

结S

方法及其实现指定次谐波消除

方法电流滞环

控制方法三种方法的比较S

方法性能优良，采用规则采样法计算量小，开关频率高SHES电流滞环方法开关频率低，但计算复杂控制方法精度高，响应快，且易于实现。不同位置开关频率不同，功率器件利用率不高136)控制技术6.4.4

电压空间矢量（或称磁链(SV控制技术）本节提要问题的提出空间矢量的定义电压与磁链空间矢量的关系六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场电压空间矢量的线性组合与SV

控制137问题的提出

经典的S

控制使变压变频器的输出电压尽量接近正弦波，并未顾及输出电流的波形把逆变器和交流电视为一体，按照圆形旋转磁场来控制逆变器的工作。这种控制方法称作“磁链

控制”磁链的圆形轨迹是交替使用不同的电压空间矢量得到的，所以又称“电压空间矢量（SV，Space

Vector

）控制”1381.

空间矢量的定义与

磁场相近，是一个旋转的空间矢量，幅值不变图6-25

电压空间矢量电机定子电压是时间变量，各相绕组的空间位置不同将三相绕组电压定义为空间矢量uA0，uB0

，uC0

。空间矢量us

：由三相定子电压空间矢量相加us

uA0

uB0

uC02.

电压与磁链空间矢量的关系三相的电压平衡方程式相加，即得用合成空间矢量表示的定子电压方程式为dt

dΨ

sus

Rs

Is式中us

—定子三相电压Is

—定子三相电流Ψs—定子三相磁链(6-40）空间矢量；空间矢量；空间矢量。140近似关系当电 转速不是很低时，忽略式(6-40）中的定子电阻压降则定子 电压与 磁链空间矢量的近似关系为dtsdΨus

(6-41）Ψs

usdt(6-42）或1411422m

1

m

1

ms111dj(Ψ

e

jdtj

(

t

π

)

t

t)

j

Ψ

e

Ψ

eu

(6-44）当磁链幅值一定时，电压幅值的大小与供电电压频率成正比，其方向则与磁链矢量正交，即磁链圆的切线方向j

tΨs

Ψme

1由式(6-41）和式(6-43）可得(6-43）由电机学中的分析结果可知，磁通矢量143磁场轨迹与电压空间矢量运动轨迹的关系磁链矢量在空间旋转一周时，电压矢量也连续地按磁链圆的切线方向运动2弧度电旋转磁场的轨迹问题就转化为电压空间矢量的运动轨迹问题。图6-26

旋转磁场与电压空间矢量的运动轨迹1443.

六拍阶梯波逆变器与正六边形空间旋转磁场（1）电压空间矢量运动轨迹图6-27

三相逆变器-感应电调速系统主电路原理图tuAOCOuuBO1

2

3

4

5

6012024036060

180

300

60120开关工作状态VT1VT2VT3VT4VT5导通

VT66

种有效开关状态2

种无效状态：VT1、VT3、VT5VT2、VT4、VT6

导通共有8种工作状态!开关状态表序号开关状态开关代码1VT6

VT1

VT21002VT1

VT2

VT31103VT2

VT3

VT40104VT3

VT4

VT50115VT4

VT5

VT60016VT5

VT6

VT11017VT1

VT3

VT51118VT2

VT4

VT6000146设工作周期从100状态开始，VT6、VT1、VT2导通各相对直流电源中点的电压为UAO’

=Ud

/2UBO’

=

UCO’

=

-Ud

/2+-UdidVT6VT1iAOiB

VT2iC各开关控制模式的

电压空间矢量分析（a）开关状态100的等效电路147148（b）工作状态100的电压空间矢量三相的

空间

矢量为

u1，其幅值等于Ud，方向

沿A轴（即X轴）。u1uAO’-uCO’-uBO’ABC（c）工作状态110的电压空间矢量

空间矢量变成图中的

u2

，它在空间上滞后于u1的相位为

/3弧度，存在的时间也是

/3

。u2uAO’-uCO’uBO’ABC149（d）每个周期的六边形电压空间矢量u1u2u3u4u5u6u

u7

8随着逆变器工作状态的切换，电压空间矢量的幅值不变，而相位每次旋转/3

，直到一个周期结束。在一个周期中

6

个电压空间矢量共转过

2

弧度，形成一个封闭的正六边形，

。150施加

u1的结果是使定子磁链1

产生一个增量，其幅值与|u1|

成正比，方向与u1一致。新的磁链为151u1t

Ψ1(6-45）

2 1

1(6-46）（2）定子磁链矢量端点的运动轨迹电压空间矢量与磁链矢量的关系按照式(6-41）可以写成依此类推，可以写成

的通式152uit

Ψii1

i

i(6-47）i

1,2,6(6-48）总之，在一个周期内，6个磁链空间矢量呈放射状，矢量的尾部都在O点，其顶端的运动轨迹也就是6个电压空间矢量所围成的正六边形。153电压空间矢量与磁链矢量图6-29

六拍逆变器供电时电电压空间矢量与磁链矢量的关系4.

电压空间矢量的线性组合与SV

控制如果交流电仅由六拍阶梯波逆变器供电，磁链轨迹便是六边形的旋转磁场，电不能获得匀速运行。如果想获得边形或近圆形的旋转磁场，就必须在每一个期间内出现多个工作状态，以形成的相位不同的电压空间矢量。154圆形旋转磁场

近方法控制显然可以适应上述要求，问题的开关时间才能

近圆是，怎样控制形旋转磁场。线性组合法三段

近法比较判断法155比于施加电压的时间。磁链矢量增量与电压矢量、时间增量的关系如果u1

的作用时间t

小于/3

，则i的幅值也按比例地减小，如图5-30

中的矢量AB

。可见，在任何时刻，所产生的磁链增量的方向决定于所施加的电压，其幅值图6-30

磁链矢量增量与电压矢量、时间增量的关系156图6-31近圆形时的磁链增量轨迹基本思路如果要近圆形，可以增加切换次数，设想磁链增量由图中的11

，12

，13

，14

这4段组成。这时，每段施加的电压空间矢量的相位都不一样，可以用基本电压矢量线性组合的方法获得。157电压空间矢量的6个扇区图6-33

电压空间矢量的放射形式和6个扇区158图6-32

电压空间矢量的线性组合159线性组合的方法设在一段换相周期时间T0

中，可以用两个矢量之和表示由两个矢量线性组合后的电压矢量us

，新矢量的相位为

。线性组合公式可根据各段磁链增量的相位求出所需的作用时间t1和t2

。在图6-32中，可以看出211sTtTtu2

us

cos

jus

sin

u

u

(6-49）160作用时间的确定这样，根据各个开关状态的线电压表达式可以推出1610

0 0

d

0d0

0d

0

0

d0d

d0s3

3π

t2

3t2

jT

2T

2T

t1

Ut2

1

j

T T0

2

2

t1

Ucos

j

sint2

π3T

T

t1

Ut2

eT

T

t1

UTU

U

eTt1

t2j

π

3

j

π

3u

(6-52）比较式(6-52）和式(6-49），令实数项和虚数项分别相等，则dst2T

2T

0 0

t1

Uu

cos

d1620s2T3t2

Uu

sin

解

t1和

t2

，得3Udt1

us

cos

1

us

sin

3163T0

UdT0

Udt2

2

us

sin

(6-53）(6-54）零矢量的使用T0

与t1+t2

未必相等，剩余时间用零矢量

u7

或u8

来填补。为了减少功率器件的开关次数，一般使u7

和u8各占一半时间，因此21640

1

27

8(6-55）t

t

1

(T

t

t

)

≥

0开关状态顺序原则在实际系统中，应该尽量减少开关状态变化时引起的开关损耗，因此不同开关状态的顺序必须遵守下述原则：每次切换开关状态时，只切换一个功率开关器件，以满足最小开关损耗。165举例该扇区包含的电压空间矢量u1，

u2，

u7

，

u8对应的开关状态100，

110，

111，

000166为了使电压波形对称，把每种状态的作用时间都一分为二。若电压空间矢量的作用序列为：1>> 2

>>

7

>>

8

>>

8

>>

7

>>

2

>>

1100

110

111

000

000

111

110

100开关状态相邻两个矢量切换时，多个开关的状态发生了变化！举例167修改后的切换顺序：8>> 1

>> 2

>>

7

>>

7

>>

2

>>

1 >>8000

100

110

111

111

110

100

000开关状态每次只切换一个开关！168169T0

区间的电压波形图6-34

第Ⅰ扇区内一段区间的开关序列与逆变器三相电压波形虚线间的每一小段表示一种工作状态提高性能如上所述，如果一个扇区分成4个小区间，则一个周期中将出现24个脉冲波，而功率器件的开关次数还

，须选用高开关频率的功率器件。当然，一个扇区内所分的小区间越多，就越能

近圆形旋转磁场。170等效相电压推导171等效相电压推导172等效相电压波形173利用电压空间矢量直接生成三相波，开关状态的控制更加直接，并适合用数字化方法实现采用SV

控制时，逆变器输出线电压基波最大值为直流侧电压，这比一般的

S

逆变器输出电压提高了15%。返回小

结SV具有以下特点：174稳态模型的变压6.5

基于感应电变频调速系统本节提要转速开环恒压频比控制调速系统——通用变频器-感应电

调速系统转速闭环转差频率控制的变压变频调速系统175M3~电压

泵升

电流检测

限制

检测温度检测电流检测单片机显示设定接口发生器驱动电路~1.

系统组成URUIVTbKR0R1RbR26.5.1

转速开环恒压频比控制调速系统2.

电路分析主电路——由二极管整流器UR、逆变器UI和中间直流电路三部分组成，一般都是电压源型的，采用大电容C滤波，同时兼有无功功率交换的作用。177主电路（续）限流电阻：为了避免大电容C在通电瞬间产生过大的充电电流，在整流器和滤波电容间的直流回串入限流电阻（或电抗），通上电源时，先限制充电电流，再延时用开关K将短路，以免长期接入时影响变频器的正常工作，并产生附加损耗。178主电路（续）泵升限制电路——由于二极管整流器不能为感应电机的再生制动提供反向电流的通路，所以除特殊情况外，通用变频器一般都用电阻吸收制动能量。制动时，感应电机进入发电状态，首先通过逆变器的续流二极管向电容C充电，当中间直流回路的电压（通称泵升电压）升高到一定的限制值时，通过泵升限制电路使开关器件导通，将电机的动能消耗在制动电阻上。为了便于散热，制动电阻器常作为附件单独装在变频器机箱外边。179180图6-38

三相二极管整流电路的输入电流波形主电路（续）进线电抗器——二极管整流器虽然是全波整流装置，但由于其输出端有滤波电容存在，因此输入电流呈脉冲波形，如图6-示。这样的电流波形具有较大的谐波分量，使电源受到污染。为了抑制谐波电流，对于容量较大的变频器，都应在输入端设有进线电抗器，有时也可以在整流器和电容器之间串接直流电抗器。还可用来抑制电源电压不平衡对变频器的影响。181电路分析（续）控制电路——现代是以微处理器为变频器的控制电路大都的数字电路，其功能主要是接受各种设定信息和指令，再根据它们的要求形成驱动逆变器工作的信号，再根据它们的要求形成驱动逆变器工作的信号。微机芯片主要采用8

位或16

位的单片机，或用32

位的DSP，现在已有应用RISC的产品出现。182控制电路（续）产生，生成电由路信号产生——可以由微机本身的端口输出，也可采用

的。检测与保护电路——各种故障的保护由电压、电流、温度等检测信号经信号处理电路进行分压、光电、滤波、放大等综合处理，再进入A/D转换器，输入给CPU作为控制算法的依据，或者作为开关电平产生保护信号和显示信号。183控制电路（续）信号设定——需要设定的控制信息主要有：U/f特性、工作频率、频率升高时间、频率下降时间等，还可以有一系列特殊功能的设定。由于通用变频器-感应电系统是转速或频率开环、恒压频比控制系统，低频时，或负载的性质和大小不同时，都得靠改变U

/f

函数发生器的特性来补偿，使系统达到恒定，甚至恒定的功能（见第6.2.2节），在通用产品中称作“电压补偿”或

“转矩补偿”。184补偿方法实现补偿的方法有两种：一种是在微机中 多条不同斜率和折线段的U/f

函数，由用户根据需要选择最佳特性；另一种办法是采用霍尔电流传感器检测定子电流或直流回路电流，按电流大小自动补偿定子电压。但无论如何都存在过补偿或欠补偿的可能，这是开环控制系统的不足之处。185控制电路（续）给定积分——由于系统本身没有自动限制起制动电流的作用，因此，频率设定信号必须通过给定积分算法产生平缓升速或降速信号，升速和降速的积分时间可以根据负载需要由操作分别选择。综上所述，

变压变频器的基本控制作用如图6-39所示。近年来，许多企业不断推出具有自动控制功能的变频器，使产品性能更加完善，质量不断提高。186控制电路（续）tff

*fu斜坡函数U/