反激式开关电源毕业设计

┊┊┊┊┊┊┊┊┊┊┊┊┊装┊┊┊┊┊订┊┊┊┊┊线┊┊┊┊┊┊┊┊┊┊┊┊┊安徽工业大学工商学院毕业设计（论文）说明书共42页第43页目录TOC\o"1-4"\h\z\u第一章绪论 31.1课题背景及选题意义 31.2反激式开关电源国内外发展现状 31.2.1高性能碳化硅（SiC）功率半导体器件 41.2.2高频磁技术 41.2.3新型电容器 41.2.4功率因数校正AC-DC开关变换技术 41.2.5高频开关电源的电磁兼容研究 41.2.6开关电源的设计、测试技术 5第二章反激式开关电源的理论基础 52.1开关电源基本知识 52.2开关电源的几种基础结构 62.2.1boost电路 62.2.1.1boost电路的工作原理 72.2.1.2boost电路特点： 82.2.2buck电路 82.2.2.1buck电路的工作原理 82.2.2.2buck电路的特点 92.2.3buck-boost电路 92.2.3.1buck-boost电路的工作原理 102.3电路拓扑结构的选择 122.3.1电路拓扑结构选择要注意的问题 122.3.2拓扑结构的对比分析 132.3.3拓扑结构选择 132.4反激电路 142.4.1反激电路的工作原理 142.4.2反激电路的特点 152.5本章小结 15第三章反激式开关电源整体设计 163.1反激式开关电源的框图设计 163.2输入整体电路的设计 173.2.1输入电路的设计 173.2.1.1输入保护器件 173.2.1.2输入整流部分 183.2.1.3共模电感和输入滤波电容的选取 193.2.2反激式变换器电路中的开关晶体管 203.2.3反激开关电源变压器的设计 211.确定变压器初级电感量 213.3本章小结 26第四章反激式开关电源控制电路和辅助电路设计 274.1UC3845的原理及技术参数 274.1.1UC3845的原理及特点参数 274.1.2引脚及引脚功能 284.1.3UC3845的工作原理的介绍 294.2UC3845常用的电压反馈电路的选用 304.2.1输出电压直接分压作为误差放大器的输入 304.2.2采用线性光耦改变误差放大器的输入误差电压 314.3本章小结 33第五章仿真电路的搭建与Multisim仿真 335.1Multisim软件介绍 335.1.1Multisim功能简介 335.1.2简明教程 345.1.3元器件的操作 355.1.4电路图选项的设置 365.1.5导线的操作 365.1.6输入/输出端 375.2仿真电路图 37图5-4Multisim中仿真电路图 375.3仿真结果与波形分析 375.4本章小结 40第六章总结与展望 40致谢 41参考文献 42第一章绪论1.1课题背景及选题意义开关电源的前身是线性稳压电源。线性稳压电源的结构简单。其中的关键元件是稳压调整管，电源工作时检测输出电压，通过反馈电路对稳压调整管的基极电流进行负反馈控制。这样，当输入电压发生变化，或负载变化引起电源的输出电压变化时，就可以通过改变稳压调整管的管压降来使输出电压稳定。为了使稳压调整管可以发挥足够的调节作用，稳压调整管必须工作在线性放大状态，且保持一定的管压降。因此，这种电源被称为线性稳压电源。早期的开关电源的频率仅为几千赫，随着电力电子器件及磁性材料性能的不断改进，开关频率才得以提高。20世纪60年代末，垂直导电的高耐压、大电流的双极型电力晶体管(亦称巨型晶体管、BJT、GTR)的出现，使得采用高工作频率的开关电源得以问世。但当开关频率达到10KHZ左右时，变压器、电感等磁性元件发出很刺耳的噪声，给工作和生产造成了很大噪声污染。为了减小噪声，并进一步减小电源体积，在20世纪70年代，新型电力电子器件的发展给开关电源的发展提供了物质条件。开关频率终于突破了人耳听觉极限的20KHZ。随着电力电子技术的发展，工作在高频的开关电源己经广泛应用于电气和电子设备的各个领域。开关电源设计的目的是通过能量处理将输入能量变化为所需要的能量输出，通常的形式是产生一个符合要求的输出电压，这个输出电压的值不能受输入电压或者负载电流的影响。开关电源分为，隔离与非隔离两种形式，在这里主要谈一谈隔离式开关电源的拓扑形式，隔离电源按照结构形式不同，可分为两大类：正激式和反激式。反激式指在变压器原边导通时副边截止，变压器储能。原边截止时，副边导通，能量释放到负载的工作状态，一般常规反激式电源单管多，双管的不常见。正激式指在变压器原边导通同时副边感应出对应电压输出到负载，能量通过变压器直接传递。按规格又可分为常规正激，包括单管正激，双管正激。半桥、桥式电路都属于正激电路。正激和反激电路各有其特点，在设计电路的过程中为达到最优性价比，可以灵活运用。一般在小功率场合可选用反激式。稍微大一些可采用单管正激电路，中等功率可采用双管正激电路或半桥电路，低电压时采用推挽电路，与半桥工作状态相同。大功率输出，一般采用桥式电路，低压也可采用推挽电路。反激式电源因其结构简单，省掉了一个和变压器体积大小差不多的电感，而在中小功率电源中得到广泛的应用。在有些介绍中讲到反激式电源功率只能做到几十瓦，输出功率超过100瓦就没有优势，实现起来有难度。本次设计是为储能逆变项目做的一款为芯片供电的小功率电源，输出只有几伏，所以选择反激式开关电源。1.2反激式开关电源国内外发展现状国内外反激式开关电源发展状况，主要表现在以下几个方面。1.2.1高性能碳化硅（SiC）功率半导体器件可以预见，碳化硅将是21世纪最可能成功应用的新型功率半导体器件材料，其优点是：禁带宽，工作温度高（可达600℃），通态电阻小，导热性能好，漏电流极小，PN结耐压高等。1.2.2高频磁技术高频开关变换器中用了多种磁元件，有许多基本问题要研究。（1）随着开关电源的高频化，在低频下可以忽略的某些寄生参数，在高频下将对某些电路性能（如开关尖峰能量、噪声水平等）产生重要影响。尤其是磁元件的涡流、漏电感、绕组交流电阻Rac和分布电容等，在低频和高频下的表现有很大不同。高频磁技术理论作为学科前沿问题，仍受到人们的广泛重视，如：磁芯损耗的数学建模，磁滞回线的仿真建模，高频磁元件的计算机仿真建模和CAD、高频变压器一维和二维仿真模型等。有待研究的问题还有：高频磁元件的设计决定了高效率开关电源的性能、损耗分布和波形等，人们希望给出设计准则、方法、磁参数和结构参数与电路性能的依赖关系，明确设计的自由度与约束条件等。（2）对高频磁性材料有如下要求：损耗小，散热性能好，磁性能优越。适用于兆赫级频率的磁性材料为人们所关注，如5~6µm超薄钴基非晶态磁带，1MHz（Bm=0.1T）时，损耗仅为0.7~1W/cm3，是MHz高频铁氧体的1/3~1/4。纳米结晶软磁薄膜也在研究。（3）研究将铁氧体或其他薄膜材料高密度集成在硅片上。或硅材料集成在铁氧体上，是一种磁电混合集成技术。磁电混合集成还包括利用电感箔式绕组层间分布电容实现磁元件与电容混合集成等。1.2.3新型电容器研究开发适合于功率电源系统用的新型电容器和超级大电容。要求电容量大、等效电阻（ESR）小、体积小等。据报道，美国在20世纪90年代末，已开发出330µF新型固体钽电容，其ESR有显著下降。1.2.4功率因数校正AC-DC开关变换技术一般高功率因数AC-DC电源由两级组成：在DC-DC变换器前加一级前置功率因数校正器，至少需要两个主开关管和两套控制驱动电路。这样对于小功率开关电源说，总体效率低、成本高。对输入端功率因数要求不特别高的情况，用PFC和变换器组合电路构成小功率AC-DC开关电源，只用一个主开关管，可使PF校正到0.8以上，称为单管单级PF校正AC-DC变换器，简称为S4。例如一种隔离式S4PF校正AC/DC变换器，前置功率因数校正器用DCM运行的Boost变换器，后置电压调节器主电路为反激变换器，按CCM或DCM运行；两级电路合用一个主开关管。1.2.5高频开关电源的电磁兼容研究高频开关电源的电磁兼容问题有特殊性。通常，它涉及到开关过程产生的di/dt和dv/dt，引起强大的传导型电磁干扰和谐波干扰。有些情况还会引起强电磁场辐射。不但严重污染周围电磁环境，对附近的电气设备造成电磁干扰，还可能危及附近操作人员的安全。同时，开关电源内部的控制电路也必须能承受主电路及工业应用现场电磁噪声的干扰。由于上述特殊性和测量上的具体困难，专门针对开关电源电磁兼容的研究工作，目前还处于起始阶段。显然，在电磁兼容领域，存在着许多交叉科学的前沿课题有待人们研究。如：典型电路与系统的近场、传导干扰和辐射干扰建模；印制电路板和开关电源EMC优化设计软件；低中频、超音频及高频强磁场对人体健康的影响；大功率开关电源EMC测量方法的研究等。1.2.6开关电源的设计、测试技术建模、仿真和CAD是一种新的、方便且节省的设计工具。为仿真开关电源，首先要进行仿真建模。仿真模型中应包括电力电子器件、变换器电路、数字和模拟控制电路，以及磁元件和磁场分布模型，电路分布参数模型等，还要考虑开关管的热模型、可靠性模型和EMC建模。各种模型差别很大，因此建模的发展方向应当是：数字-模拟混合建模；混合层次建模；以及将各种模型组成一个统一的多层次模型（类似一个电路模型，有方块图等）；自动生成模型，使仿真软件具有自动建模功能，以节约用户时间。在此基础上，可建立模型库。开关电源的CAD，包括主电路和控制电路设计、器件选择、参数优化、磁设计、热设计、EMI设计和印刷电路板设计、可靠性预估、计算机辅助综合和优化设计等。用基于仿真的专家系统进行开关电源的CAD，可使所设计的系统性能最优，减少设计制造费用，并能做可制造性分析，是21世纪仿真和CAD技术的发展方向之一。现在国外已开发出设计DC-DC开关变换器的专家系统和仿真用MATSPICE软件。此外，开关电源的热测试、EMI测试、可靠性测试等技术的开发、研究与应用也是应大力发展的。开关电源的拓扑结构很多，但是最基本的电路就是boost，buck以及buck-boost电路，本章大概的讲述了几种基本的电路和拓扑结构，从中选择了适合本次设计的反激式拓扑结构。第二章反激式开关电源的理论基础2.1开关电源基本知识下面列出一些本文所使用的开关电源基本知识，并给出解释。效率：电源的输出功率与输入功率的百分比。其测量条件是满负载，输入交流电压为标准值。ESR：等效串联电阻。它表示电解电容呈现的电阻值的总合。一般情况下，ESR值越低的电容，性能越好。输出电压保持时间：在开关电源的输入电压撤消后，依然保持其额定输出电压的时间。启动浪涌电流限制电路：它属于保护电路。它对电源启动时产生的尖峰电流起限制作用。为了防止不必要的功率损耗，在设计这一电路时，一定要保证滤波电容充满电之前，就起到限流作用。隔离电压：电源电路中的任何一部分与电源基板地之间的最大电压。或者能够加在开关电源的输入端与输出端之间的最大直流电压。线性调整率：输出电压随输入线性电压在指定范围内变化的百分率。条件是负载和周围的温度保持恒定。负载调整率：输出电压随负载在指定范围内变化的百分率。条件是线电压和环境温度保持不变。噪音和波纹：附加在直流输出信号上的交流电压和高频尖峰信号的峰值。通常是以MV度量。隔离式开关电源：一般指高频开关电源。它从输入的交流电源直接进行整流和滤波，不使用低频隔离变压器。输出瞬态响应时间：从输出负载电流产生变化开始，经过整个电路的调节作用，到输出电压恢复额定值所需要的时间。过载或过流保护：防止因负载过重，使电流超过原设计的额定值而造成电源损坏的电路。远程检测：电压检测的一种方法。为了补偿电源输出的电压降，直接从负载上检测输出电压的方法。软启动：在系统启动时，一种延长开关波形的工作周期的方法。工作用期是从零到它的正常工作点所用的时间。电磁干扰—无线频率干扰(EMIRFl)：即那些由开关电源的开关元件引起的，不希望传递和发射的高频能量频谱。快速短路保护电路:一种用于电源输出端的保护电路。当出现过压现象时，保护电路启动，将电源输出端电压快速短路。2.2开关电源的几种基础结构2.2.1boost电路图2-1boost电路2.2.1.1boost电路的工作原理Boost电路（图2-1）即为升压斩波电路，当V1导通时，能量从输入电源流入，并储存于电感中，由于Q1导通期间正向饱和管压降很小，所以这时二极管D1反偏，负载由滤波电容C供给能量，将C1中储存的电能释放给负载。当截止时，电感中电流不能突变，它所产生的感应电势阻止电流减小，感应电势的极性为下正上负，二极管D1导通，电感中储存的能量经二极管D1，流入电容C1，并供给负载R。在Q1导通的期间，能量储存于电感L1中，在截止的期间，电感释放的能量补充在导通期间给电容损失的能量。Q1截止时，电感L1上电压跳变的幅值时与占空比有关的，愈大，L1中峰值电流大，储存的磁能愈大。所以，如果在导通期间内存的能量要在期间释放出来，那么，L1上的脉冲必定比较高的。假定开关无损耗，并联变换器电路在输入电压V1和输入电流I1，能在较低的输出电流I1下，输出较高的电压。稳压电源达到稳态后，输出电压稳定在所需的恒定值，只要适当选择电容C1，输出纹波可做得足够小，当要求纹波为，直流输出电流为是，由于在管子导通(2-1)当Q1导通时，忽略管子导通压降，电感上的电压为输入电压,并且电流按速率线性上升，周期导通期间V1导通时，L1中的电流增量为。当V1止时，假定L1右端的电感反冲电压等于输出电压V0，则L1上的电压为，L1中的电流以，而在稳态，导通期间L1中电流的增量应等于关断期间电流的减量，故有(2-2)(2-3)由上式可知，当改变占空比D时，就能获得所需的上升的电压值。由于占空比D总是小于1，总是大于。Boost电路能将电压升高的原因是电感L1储能之后具有使电压泵升的作用，而电容C能将输出电压保持住。2.2.1.2boost电路特点：boost电路的电路相比较其他电路来的简单，所以成本比较低，另外boost电路的输出电压高于输入电压，能够起到升压作用。boost电路的转换效率比较低，所以电源电压的利用率比较低，输出的功率较小。由boost电路最为显著的特点可以知道，boost电路只适用于升压电路。2.2.2buck电路图2-2buck电路2.2.2.1buck电路的工作原理Buck电路（图2-2）即为降压斩波电路。控制脉冲使Q1导通之后，C开始充电，输出电压加到负载R两端，在C充电过程中，电感L1内的电流逐渐增加，储存的磁场能量也逐渐增加。此时续流二极管D1因反向偏置而截止。经过时间以后，控制信号使Q1截止，L1中的电流减小，L1中储存的磁场能量便通过续流二极管D1传递给负载。当负载电压低于电容C两端的电压时，C便向负载放电。经过关断时间后，控制脉冲又使Q1导通，上述过程重复发生。当控制信号使Q1导通时，电感L1中的电流从最小值增加到最大值，当控制信号使V截止时，L1中的电流又从最大值下降到。建设Q1具有理想的开关特性，其正向饱和管压降可以忽略，所以可以列出以下的方程：(2-4)由此可得出：(2-5)(2-6)Q1导通状态终止时，时，L1中的电流达到最大值，得：(2-7)在Q1截止期间，L1中的电流经续流二极管D1向负载释放能量，假若忽略D1的正向压降，则可得出下列方程:(2-8)(2-9)(2-10)Q1截止状态终止时，即T=时，L1中的电流下降到最小值，得：(2-11)由上面的公式可得:(2-12)式中是开关导通时间，是开关截止时间；T是开关管工作周期，D是占空比。由上式可知，输出电压越大开关管的占空比D=成正比，所以通过改变开关管的占空比可以控制输出平均电压的大小。由于占空比D总是小于1，所以总是小于，所以这样的电路称为降压斩波电路，即buck变换器。2.2.2.2buck电路的特点Buck电路只能实现降压，所以在任何时候，输出电压只能比输入电压低。由于电路中没有变压器，所以输入和输出之间没有隔离。Buck电路的输出只有一路，不能用于多路输出，除非加个第二级的电压调节器，虽然buck电路即可以工作于电流连续状态，又可以工作于电流总是断续的。Buck变换器开关的门极驱动很麻烦，但是buck电路简单，所以成本比较低，而且buck变换器能把一个正的输入变换成一个负的输出。2.2.3buck-boost电路图2-3buck-boost电路2.2.3.1buck-boost电路的工作原理升降压斩波电路的原理图如图2-3所示。由可控开关Q、储能电感L、二极管D、滤波电容C、负载电阻RL和控制电路等组成。当开关管Q受控制电路的脉冲信号触发而导通时，输入直流电压V1全部加于储能电感L的两端，感应电势的极性为上正下负，二极管D反向偏置截止，储能电感L将电能变换成磁能储存起来。电流从电源的正端经Q及L流回电源的负端。经过ton时间以后，开关管Q受控而截止时，储能电感L自感电势的极性变为上负下正，二极管D正向偏置而导通，储能电感L所存储的磁能通过D向负载RL释放，并同时向滤波电容C充电。经过时间后，控制脉冲又使Q导通，D截止，L储能，已充电的C向负载RL放电，从而保证了向负载的供电。此后，又重复上述过程。由上述讨论可知，这种升降压斩波电路输出直流电压V2的极性和输入直流电压升降压斩波电路V1的极性是相反的，故也称为反相式直流交换器。假设储能电感L足够大，其时间常数远大于开关的周期，流过储能电感的电流可近似认为是线性的，并设开关管Q及二极管都具有理想的开关特性。分析电路图可以得到：Q导通期间，D截止，电感L两端的电压为V1，呈线性上升。(2-13)(2-14)式(2-14)中是Q导通前流过L的电流。当时，流过L的电流达到最大值:(2-15)Q截止期间，D导通，L向负载和C1供电，电感两端电压(2-16)式(2-15)中为Q截止前流过L电流。当在关断时，Q开始导通，L中电流下降到极小值：(2-17)(3)输入直流电压U1和输出直流电压U2的关系将(2-17)式代入(2-15)式可得：(2-18)(2-19)(2-20)当导通时间小于关断时间时，d<0.5，V2<V1，电路属于降压式；当导通时间等于关断时间时，d＝0.5，V2＝V1;当导通时间大于关断时间时，d>0.5，V2>V1，电路属于升压式。图2-4buck-boost电路波形图2.3电路拓扑结构的选择2.3.1电路拓扑结构选择要注意的问题（1）升压或降压：输入电压总是比输出电压高或低吗，如果不是就不能选择buck变换器或boost变换器。（2）占空比：输入电压和输出电压是否相差5倍以上，如果是，就可能要用变压器。计算合适的占空比，不要使占空比太小或太大。（3）需要多少组输出电压：如果多于一组，除非再后接电压调节器，否则就可能需要变压器，输出电压组数很多时，建议用多个变换器，这样做的结果比较理想。（4）是否需要隔离：考虑电压的高低，如果需要隔离就需要变压器。（5）EMI有什么要求：EMI的要求很高，建议不要输入电流不连续的那些拓扑，如buck变换器，boost变换器，最好让变换器工作于电流连续模式。（6）成本高低：对离线式电源来说，也可以用IGBT，否则就考虑MOSTET。（7）电源是否需要空载工作：如果电源需要空载工作，变换器就要工作于电流断续模式，除非是同步整流。（8）是否能够同步整流：同步整流不管负载大小如何，都可以是变换器工作于电流连续模式。（9）输出电流的大小：如果输出电流很大，选用电压模式要比电流模式控制好。2.3.2拓扑结构的对比分析Buck电路存在着很多限制，变换电路上只有一个电感，没有变压器，这就意味着输入和输出之间不可能有隔离。Buck变压器只能对输入电压进行降压变换，如果输入电压比输出电压低，变换器就不能正常工作，而且buck电路只有一路输出，如果需要多路输出电压，除非愿意采用第二级电压调节器，如接解线性调节器，buck电路就不能使用；虽然buck电路既可以工作于电流连续状态，又可以工作于电流断续状态，但是输入电流总是断续的，这就意味着每个周期里，当开关关断时，输入电流为零，输入电流断续会使EMI滤波器要比别的电路拓扑更大，而且buck电路不应用门极驱动。Boost电路一个周期时间内，开关导通时，电压加于电感上，电流以某一斜率上升，并将能量储存在电感中，当开关关断时，电流讲过二极管流向输出电容和负载。但是buck变换器只有一个输出电压，无法得到多个输出电压，输出电压和输入电压没有隔离，输出电压不能比输入电压低，即使完全关断开关，输出电压只能等于输入电压（除去二极管的导通压降）。如果你需要只有一组输出且不用隔离的电源，那么boost变换器只需要处理只有一个绕组的电感即可。正激式变换器需要有一个最小负载，电感必须足够大，才能保证脉动电流的峰值小于最小负载电流，否则电流就不会连续，并引起输出电压上升，所以正字式变压器不能工作在空载状态，因为无穷大的电感是不现实的。正激式变换器的变压器不能存储能量，因此不像反激式变换器那样有功率上的限制，变换器只有一个电感，用来平滑输出电容上的电流，正激式变换器可以做到500W甚至更大，这对MOSFET的要求比较高。反激式变换器，开关导通时，能量存储于变压器原边的电感中，注意变压器的同名端，当开关关断时，漏极电压要高于输入电压，变压器副边电压高于地，使二极管导通，向输出电容和负载提供电源。反激式变换器可以在变压器副边有多少个绕组，方便地输出多组电压。各个输出电压和原边隔离，而且各组输出电压可以任意大小，仅仅通过调节器的变比就能实现。这种电阻可以工作于电流模式，也可以工作于电流断续模式，而且反激式变换器最常见的工作模式是电流断续模式。2.3.3拓扑结构选择我所设计的开关电源的输入是我们所用的交流电，而输出是小功率。因为buck变换器是不用变压器的，是非隔离式的，而且都是针对小功率，只能单方面的升压或降压，且不能多路输出，调试上不出现问题，如果要再多做一路5V的输出，那就不考虑buck变换器和boast变换器。正激电路的优点很多，但正激变换器的变压器是不能够存储能量的，虽然没有功率上线，但是正激电路多采取双正激开关电路用在较大的功率电路，而且对于要求严格的Mosfet管，以现有的条件限制无法满足。从实练室现有的材料，我准备采用UC3845芯片，反激式的输出是5V,正好符合输出的要求。图2-5反激电路2.4反激电路2.4.1反激电路的工作原理如图2-5的工作过程是，接通V1后，通过启动电路R1、R2、C1、VD3在VT基极中流过小电流，一次绕组T1原边启动，在反馈绕组上产生一个感应电压；此电压使VT基极电流增大，导致其集电极电流随之增大，形成正反馈过程，使VT很快饱和。致使副边两端电压使VD2反偏，随着VT集电极电流增大，R3上的压降增加，VT的基极电位由于电路中加了稳压二极管VD3而保持不变，故VT基极电流不断减小，VT开始退出饱和区,并向截止状态转换。VT的基极电流减小引起集电极电流减小，L1及原边上的极性均发生翻转，VT的基极电流进一步减小，其集电极电流也随之减小，形成正反馈过程，VT很快截止。在VT截止期间，由于副边极性翻转式VD2导通，T在VT导通期间所存储的磁能转成电能而释放，供给负载。当磁能全部释放完毕，L1上压降为零时，启动电路重新开始工作，周而复始，形成自激震荡。由图反激波形图可得：(2-21)二极管上的最大反压为：(2-22)其中周期和输入电压及输出电压的关系式为:(2-23)从式(2-23)可知，当Vi、Vo一定时，与Po成反比；当P、Vo一定时，与Vi成反比，属于脉冲宽度与频率混合调制，也是自激型反激式电路的主要特性。变压器一次电流与输入电压、输出电压之间的关系式为：(2-24)从式(2-24)可知，当Po、Vo一带那个是，Vi增大，减小；当Vi，Vo一定时，与Po(即I0)成正比，在=，值最大。输出电压与输入电压之间的关系：(2-25)2.4.2反激电路的特点在VT导通期间，VD2反偏；在VT截止时，VD2正偏，供给负载功率；VT集电极承受的最大电压值；另外电路的利用率不高，一般用在小功率输出场合。2.5本章小结开关电源有多种拓扑结构，常用的是上面所提到的几种，每一种拓扑结构都要自己的优势和缺点，所以只有仔细分析各种拓扑结构，才能决定自己的设计选择哪种才是最优设计。通过对各种拓扑电路的分析，结和一些其他因素，选择合适的拓扑结构。第三章反激式开关电源整体设计任何一种开关电源的设计都要先从整体上了解和熟悉开关电源的基本组成以及各部分的作用原理。其主电路主要包括：输入整流滤波电路，开关元件，变压器，输出滤波电路，控制电路等等。3.1反激式开关电源的框图设计开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。辅助电路有输入过欠压保护电路、输出过欠压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等。1.整流电路整流电路的作用是利用具有单向导电性能的整流元件，将正负交替的正弦交流电压整流成为单方向的脉动电压。但是，这种单向脉动电压往往包含着很大的脉动成分，距离理想的直流电压还差得很远。2.滤波器滤波器由电容、电感等储能元件组成。它的作用是尽可能地将单向脉动电压中的脉动成分滤掉，使输出电压成为比较平滑的直流电压。但是，当电网电压或负载电流发生变化时，滤波器出直流电压的幅值也将随之而变化，在要求比较高的电子设备中，这种情况是不符合要求的。3.隔离变压器电网提供的交流电一般为220V（或380V）。而各种电子设备所需要直流电压的幅值却各不相同。因此，常常需要将近电网电压先经过电源变压器，然后将变换以后的副边电压再去整流、滤波和稳压，最后得到所需要的直流电压幅值。而反激式开关电源的组成也和一般的开关电源电路类似，图3-1就是隔离反激式开关电源的基本框图。4.PWM控制器PWM控制器是对逆变电路开关器件的通断进行控制,使输出一系列幅值相等而脉宽不相等的脉冲,用这些脉冲代替正弦波或所需的波形。按一定的规则对各脉冲的宽度进行调制,既可改变逆变电路输出电压的大小,也可改变输出频率。采用PWM的逆变电路可同时解决改善电压和波形的双重任务。反激式开关电源的组成也和一般的开关电源电路类似，图3-1就是隔离反激式开关电源的基本框图。图3-1隔离反激式开关电源的方框图设计思路：(1)设计一个整流滤波器和DC/DC变换器之间加入了功率因数校正电路。220V交流电经整流供给功率因数校正电路，提高电源的输入功率因数，同时降低了谐波电流，从而减小谐波污染。(2)设计反馈控制电路、保护电路、软启动控制电路、浪涌吸收电路。(3)分析外围元器件参数对电路性能指标的影响。要解决开关电源的电磁兼容性问题，可从三个方面入手：第一，减小骚扰源产生的骚扰信号；第二，切断骚扰信号的传播途径；第三，增强受骚扰体的抗骚扰能力。在解决开关电源内部的兼容性时，可以综合利用上述三个方法，以成本效益比及实施的难易性为前提。(4)性能指标的分析：对电源的转换率，功耗，兼容性等各个性能指标进行分析。3.2输入整体电路的设计3.2.1输入电路的设计3.2.1.1输入保护器件隔离式开关电源在加电时，会产生极高的浪涌电流，设计者必须在电源的输入端采取一些限流措施，才能有效地将浪涌电流减小到允许的范围之内。浪涌电流主要是由滤波电容充电引起的，在开关管开始导通的瞬间，电容对交流呈现出很低的阻抗，一般情况下，只是电容的E5R值。如果不采取任何保护措施，浪涌电流可接近几百安培。通常广泛采用的措施有两种，一种方法是利用电阻-双向可控硅并联网络；另一种方法是采用负温度系数(NTc)的热敏电阻。用以增加对交流线路的阻抗，把浪涌电流减小到安全值。电阻—双向可控硅技术：采用此项浪涌电流限制技术时，将电阻与交流输入线相串联。当输入滤波电容充满电后．由于双向可控硅和电阻是并联的，可以把电阻短路，对其进行分流。这种电路结构需要一个触发电路，当某些预定的条件满足后，触发电路把双向可控硅触发导通。设计时要认真地选择双向可控硅的参数，并加上足够的散热片，因为在它导通时，要流过全部的输入电流。热敏电阻技术：这种方法是把NTc(负温度系数)的热敏电阻串联在交流输入端或者串联在经过桥式整流后的直流线上。

图3-2热敏电阻的特性曲线当开关电源时，热敏电阻的阻值基本上是电阻的标称值。这样，由于阻值较大，它就限制了浪涌电流。当电容开始充电时，充电电流流过热敏电阻，开始对其加热。由于热敏电阻具有负温度系数，随着电阻的加热，其电阻值开始下降，如果热敏电阻选择得合适，在负载电流达到稳定状态时，其阻值应该是最小。这样，就不会影响整个开关电源的效率。反激式变换器的输入端通常串联保险丝盒一个标称阻值几欧到几十欧的负温度系数热敏电阻（NTC），保险丝的作用显而易见，在电路出现短路或者过流时，为整个电路提供最后一道保护屏障。负温度系数热敏电阻则在电路启动时起到了减小浪涌电流的作用。当输入端接通电源时，对于没有PFC功能的电路，输入滤波大电容将造成输入端出现大的浪涌电流，接入NTC后，由于启动瞬间NTC温度较低，阻值较大，有效抑制了浪涌电流。随着电源的工作，NTC流过电流发热，阻值减小，NTC造成的线电压损耗也随之降低。由于保险丝和热敏电阻都属于阻性元件所以选取时根据有效值电流计算。如图七所示的电路中，输出5V/2A，预估效率75%，我们选择2A/250v的保险丝。3.2.1.2输入整流部分图3-3整流滤波电路市电输入一般为50Hz或60Hz的工频信号，输入整流二极管一般为高压PiN二极管，因此二极管的功耗主要是导通损耗。导通损耗等于二极管的正向压降与正向平均电流的乘积，对于交流正弦输入和全桥整流的应用，平均二极管电流等于有效值电流乘以正弦因子，计算公式如（3-1）：（3-1）所以理论上计算得到所需的二极管最大整流电流只需大于75mA。但是考虑到额定电流更大的二极管发热更低，并且在大的输入滤波电容作用下，流过整流二极管的电流波形为尖脉冲，为了增加二极管的寿命和可靠性，通常选择额定电流远大于计算所得到的最大平均电流。整流二极管的另一个重要参数是最大反向工作电压，桥式整流中，二极管承受的最大反向电压即市电输入最高电压。在实际应用中，为了安全起见，一般选择最大方向工作电压为市电最高输入电压2倍的二极管。图3-3所示的电路中选取了1A/600V的整流桥。3.2.1.3共模电感和输入滤波电容的选取共模电感和安规X电容一起组成了共模滤波器。在开关电源中，这两者的参数相对变化较小。对于共模滤波器电感，电感量在几mH到几十mH，一般情况下，功率越大时，共模电感的电感量越小。输入滤波电容使整流后的半正弦信号变为相对平坦的直流电，电容量的大小决定了直流的平坦度，输入滤波电容上的电压即变换器的输入电压，为了较为准确地得到变换器输入直流电压的范围，我们需要计算电容上电压的波动值。我们假设一个周期内电容的充电时间为Tch，并且规定充电时间占周期时长的百分比Dch，根据经验，Dch一般取0.2到0.3，我们得到如下的计算过程：（3-2）其中，I表示电容后接负载的平均电流，在电容上电压波动不大的情况下我们通过下式估算：（3-3）其中Pin为反激变换器的输入功率，等于输出功率与系统效率的比值。最后我们得到电容上电压波动范围计算式如（3-4）：（3-4）其中fin表示工频频率，50或60Hz，η为系统的效率。从上面的计算可以看出，变换器输入直流电压的波动正比于输入功率，反比于输入电容容量。对于离线式反激式变换器，一般按照每W输出功率2—3μF选取输入滤波电容。在确定输入滤波电容容量后，就可以得到变换器的输入直流电压范围。例如，对于图所示电路，输入85V—265V交流市电，预估效率为0.75，取Dch=0.2，得到如下计算结果：(3-5)（3-6）(3-7)3.2.2反激式变换器电路中的开关晶体管在反激式变换器电路中。所使用的开关晶体管必须符合两个条件，即在晶体管截止时，要能承受集电极尖峰电压，在晶体管导通时，要能承受集电极的尖峰电流。晶体管截止时所承受的尖峰电压按下面的公式进行计算：(3-8)式(3-8)中，是输入电路整流滤波后的直流电压，﹠是最大工作占空比。所谓占空比指的是晶体管导通的时间与晶体管的一个工作周期(导通时间十截止时间)之比。为了限制晶体管的集电极安全电压，工作占空比应保持在相对地低一些，一般要低于50％，即最大占空比小于0.5。在实际设计时，占空比一般取0.4左右，这样它就限制了集电极峰值电压。按如下粗算考虑：交流输入电压85~265V，取220V，220v乘以1.4(有效值)，即是整流后的直流电压99×1.4＝138.6V，308V再乘以2.2是304V，实际取值漏极与源极电压400V即可。第二个设计准则是必须满足晶体管在导通时的集电极电流的需求（3-9）式(3-9)中，IL是变压器初级绕组的峰值电流而n是变压器初级与次级间的匝数比。为了导出用变换器输出功率和输入电压表达集电极峰值工作电流的公式，变压器绕组传递的能量m可用下式表示：（3-10）式(3-10)中，η是变换器的效率。略去推导过程，由输出功率和输入电压表达的晶体管工作电流的公式为（3-11）假定变换器的效率η是0.8，则最大工作占空比为0.4，所以（3-12）由式(3-12)可以计算得出Ic的大小，如下（3-13）结合以上两个选择晶体管的原则，选择MOSFET11N60满足我们的需要。3.2.3反激开关电源变压器的设计1.确定变压器初级电感量变压器的设计对于开关电源的设计十分重要，是整个设计中非常关键的一部分。下文主要进行变压器的参数的设计。变压器是开关电源设计中的难点和重点，变压器参数是否合适对整个电源的效率、纹波、辐射等方面有重要影响。反激式变换器的变压器实际是一个耦合电感，它传递的是电流信号，因此匝比和输出电压没有直接关系，但是匝比会影响初级开关管和次级输出二极管的电压电流应力。如果不考虑漏感尖峰电压，那么关断期间开关管承受的最大电压等于输入最大直流电压加上次级反射电压，输出电压一定时，变压器匝比越大，反射电压越高。另一方面，开关闭合导通期间，次级输出二极管承受的反向电压为初级反射电压加上输出电压，变压器匝比越大，初级反射电压越高，二极管承受的反向电压也就越高。所以匝比的选取需要综合考虑开关管和输出二极管的电压应力。前面提到，反激式变换器的变压器可以看做是耦合电感，初级电感量是变压器最为重要的参数之一，它直接影响电流纹波和变换器的工作模式。根据第一节的关系式，初级电感量满足如下关系：（3-14）其中fsw为开关频率。而电感中变化的电流与电感平均电流之间有如下关系：图3-4初级电感电流波形图如上图重新给出初级电感电流波形，如果一个周期中开关闭合期间，全部输入能量存储在初级电感中，那么输入功率可以按如下关系求得：（3-15）由上面三个式子综合得出初级电感量可以通过如下关系式求得：（3-16）前面提到过，对于最大输出功率时对应连续工作模式的反激式变换器，KRF取在0到1之间，而在实际应用中，对于85－265VAC输入的应用，KRF通常在0.3－0.6之间选取，取值越大，电流纹波越大。仍然以图七中电路为例，取KRF=0.4，计算得到初级电感量如下：（3-17）2.确定磁芯体积磁芯的选取应同时考虑磁芯截面积Ae和磁芯的窗口面积Aw，常用的经验公式如下（摘自飞兆半导体《采用FPS的反激式隔离AC-DC开关电源设计指南》）：（3-18）式3-18中，Bmax为磁芯最大磁通密度，必须小于饱和磁通密度，对于一般的铁氧体磁芯，饱和磁通密度在0.39T左右，这里选取最大磁通密度Bmax为0.3T－0.35T之间。式中用到了开关管的峰值电流和有效值电流两个参数，在离线式反激式变换器中，开关管电流波形和初级电感电流波形一致，因此，这两个参数也就是初级电感峰值电流和有效值电流。从图十一中可以看出，初级电感峰值电流由下式求得:（3-19）取Bmax=0.3T，求得最小磁芯体积（3-20）需要注意的是，根据上述计算得到的Ap值只是一个起点，实际选取磁芯的Ap值一般会比这个值大，甚至大很多。在工程应用中，输出功率和开关频率确定的情况下，相应的磁芯体积也就大致确定了。图七所示电路中的变压器实际使用了EE20型磁芯，Ae=39mm2，Aw=63mm2，Ap=39*63=2457mm4。3.确定匝比和初次级匝数磁芯选定后，根据第4节的关系式，我们知道，当电感量、磁芯面积和电流一定时，匝数越多，磁芯的磁通密度越小。初级绕组在峰值电流处达到最大的磁通密度，因此可以求出初级线圈所需的最少匝数，计算关系式如下：（3-21）Bmax为磁芯工作时的最大磁通密度，为了防止磁芯饱和，Bmax必须小于饱和磁通密度Bsat。对于常用的功率铁氧体，饱和磁通密度一般为0.35－0.39T。Bmax的取值越小，磁芯损耗也越小。具体计算过程中应注意单位，其中L的单位为H，Bmax单位为T，Ae单位为m2，取Bmax为0.28T，计算初级绕组线圈匝数为:（3-22)通过设定最大占空比求得了次级反射电压Vor，由于次级反射电压和次级电感电压服从匝比关系，因此匝比由以下公式计算：(3-23)(3-24)实际应用中，取整数值11或者12。二极管的正向压降VD根据二极管的类型选取，对于反向耐压40V以内的肖特基二极管，取0.5V；对于反向耐压大于40V的肖特基二极管，取0.7V－1V；对于快恢复二极管，取1V－1.5V。初级绕组匝数和匝比确定后，就可以算出次级绕组匝数，取匝比11和12时分别有：(3-25)(3-26)如果选取匝比11，得到的次级绕组匝数不为整，此时可以适当增加初级绕组匝数，例如将初级增加到99T时，次级可以取9T。下面我们仍然按照匝比12来计算。得到了初级和次级匝数后，需要进一步求得辅助供电绕组的匝数。如果次级不止一组，还要求出次级其它绕组的匝数。开关管关断期间，所有的次级绕组电压服从匝比关系，假设辅助供电绕组匝数为Na，另有一组次级匝数Ns2，则有如下关系式：(3-27)(3-28)由上面的关系式可以得出辅助供电绕组和其它次级绕组的匝数。其中Vcc为控制IC的供电电压，VO2为另一绕组的输出电压，VDa和VD2分别为辅助供电绕组和另一组次级绕组的输出二极管正向压降。一般情况下，辅助供电绕组的电流很小，相应的输出二极管要求不高，通常使用1N4148之类的小信号高速开关二极管。图七所示电路中，RM6203的工作电压范围为4.8V－9V，取7V得到辅助供电绕组匝数为：(3-29)取整数11T.4.估算气隙长度由于铁氧体材料的相对磁导率很高，当线圈中通入较小的电流时，就能在磁芯中产生很大的磁通密度，使磁芯迅速进入饱和。为了防止磁芯饱和，必须限制磁芯中的磁通密度摆幅，最常用的方法就是在磁芯中增加气隙。由于空气或者非导磁材料的相对磁导率很低，因此长度很短（零点几毫米到几毫米）的气隙就能使得磁阻大大增加，从而使得磁通密度大大减小，有效防止大电流情况下磁芯饱和。反激式变换器的设计中，提前估算出气隙的长度是很重要的，这样在试制变压器的过程中能够做到心中有数。对于给出的计算公式，多数工程人员没有理解其来源，如果一味搬用，在选取各参数的单位时，容易出现困惑。下面根据磁学基本知识推出气隙长度的估算方法：(3-30)式(3-30)是电感量的计算公式，其中Rc和Rg分别表示磁芯材料和气隙的磁阻，不难看出，电感量正比于线圈匝数的平方，反比于总的磁阻。而磁阻的计算公式如下(3-31)(3-32)其中lc和lg分别表示磁芯材料磁阻长度和气隙的长度，μc和μg分别表示芯材料的磁导率和气隙的磁导率，Ae和Ag分别表示磁芯材料的截面积和气隙截面积。如果气隙只加在中柱，那么Ae和Ag是相等的，等于磁芯材料的中柱截面积。由于气隙一般为空气或者非导磁材料，所以气隙磁导率非常接近真空磁导率并且远小于磁芯材料的磁导率，那么上式中可以忽略分母中第一项，并且将分子部分的μc和分母部分的（μc-μg）约去，最后得到如下形式：(3-33)最后将气隙的磁导率取成真空中的磁导率，就得到如下的气隙长度就算公式：(3-34)为了避免出现单位上的混乱，上式一律采用国际单位制，Ae单位为m2，L的单位为H，最后得到lg的单位为m。在反激式变换器的计算中，L即初级电感量。(3-35)根据得到的气隙长度，在试制变压器的过程中，有两种方法来实现这个气隙，一种方法是将磁芯的中柱磨掉一部分，磨掉的长度大约等于计算得到的气隙长度。由于计算误差和测量的误差，设计操作时，采用边磨边测电感量的方法，直到测得的初级电感量在一定误差内接近计算得到的电感量为止。另一种方法是垫气隙，即在磁芯的中柱和边柱中间垫上非导磁薄膜材料，例如云母片、塑料片等，此时由于实际的气隙长度等于中柱的气隙长度加上边柱的气隙长度，所以薄膜的厚度约等于计算得到气隙长度的二分之一。同样，垫气隙时仅以计算得到的气隙长度作为参考，边垫边测直到初级电感量满足要求。5.输出二极管的选取输出二极管为肖特基二极管或快恢复二极管，广义上说，肖特基二极管也属于快恢复二极管的一种。对于所承受的反偏电压小于100V的情况，可以选用优先选用肖特基二极管，对于所承受的反偏电压大于100V的情况，一般选用快恢复二极管。输出二极管根据其通过的平均电流和反偏时承受的电压来选取。在第一节基本反激式变换器的原理中已经得出，输出二极管的平均电流等于负载平均电流。对于图七中最大负载电流2A的情况，输出二极管的最大平均整流电流理论上大于2A即可。考虑到二极管在高速电流信号的作用下，开关损耗比较严重，加上第三节讨论到的二极管上的出现的振荡，会进一步加大二极管的损耗，所以在实际应用中，往往选择最大平均整流电流比最大负载电流大数倍的输出二极管，以减小二极管的温升。在第二节中讨论过，开关管闭合时，输出二极管反偏截止，此时二极管上承受的最大反偏电压为输出电压加上最大初级反射电压，如下式：（3-36）其中n为初次级绕组线圈匝比。将图七电路中相关参数带入得到：（3-37）那么这里可以选取3A/40V或以上型号的肖特基二极管。即3A/40V。的肖特基二极管。6.绕组线径的选取由于绕组的损耗来自铜线内阻造成的发热，所以铜线截面积应该按照绕组的有效值电流来算。对于初级绕组，其电流波形和开关管电流波形一致，所以其有效值电流和开关管有效值电流一样，有以下公式计算：（3-38）根据散热条件、铜线长度的不同，通常将铜线的电流密度选取在4－10A/mm2。由于变压器绕组通常处于密闭环境中，一般将电流密度取在4－6A/mm2。有了这一参数，我们就可以根据铜线的有效值电流选取线径了。根据第二节的推导，我们得知次级绕组电流和初级绕组电流之间服从匝比关系，即次级绕组电流的平均值和变化量等于初级绕组电流平均值和变化量的n倍，n为初次级匝比，而连续模式下次级电流的占空比等于1减去初级电流占空比，即有如下关系成立：取电流密度为5A/mm2，进一步求得所需的铜线截面积为：（3-39）对于电流较大时，如果选用单股线径较粗的铜线，由于高频电流下的趋肤效应，会造成电流集中在导线边缘，造成铜线的实际有效截面积减小，内阻增大，铜线损耗增大。这种情况下，一般选用两股或两股以上的线径较细的铜线并绕，已减小趋肤效应的影响。采用多线并绕的另一个原因是，当铜线线径过粗时。绕制难度会增加。实际情况下，直径超过1mm的铜线绕制起来就比较麻烦了。对于上述计算得到的铜线截面积，如果我们选用AWG25线（铜线直径0.4mm，外径约0.46mm），那么单股的铜截面积为：（3-40）那么大概需要五股这样的铜线并绕。3.3本章小结本章主要进行了反激式开关电源的整体框图设计以及电路的基本组成部分的设计。输入电路的关键就是滤波整流，以及保护。变压器的设计主要讲了反激变压器的主要方程变压器磁芯的选择，变压器匝数的计算以及磁芯损耗的计算，这个对于整个设计很重要。第四章反激式开关电源控制电路和辅助电路设计4.1UC3845的原理及技术参数4.1.1UC3845的原理及特点参数UC3845是高性能固定频率电流模式控制器专为离线和直流至直流变换器应用设计，为设计人员提供只需最少外部元件就能获得成本效益高的解决方案。这些集成电路具有可微调的振荡器、能进行精确的占空比控制、温度补偿的参考、高增益误差放大器。电流取样比较器和大电流图腾柱式输出，是驱动功率MOSFET的理想器件。UC3845内部结构图、引脚定义、功能描述分别见图4-1、4-2，表4-1所示。

其它的保护特性包括输入和参考欠压锁定，各有滞后、逐周电流限制、可编程输出静区时间和单个脉冲测量锁存。这些器件可提供8脚双列直插塑料封装和14脚塑料表面贴装封装（SO-14）。SO-14封装的图腾柱式输出级有单独的电源和接地管脚。

UC3845有16V（通）和10伏（断）低压锁定门限，十分适合于离线变换器。UC3845是专为低压应用设计的，低压锁定门限为8.5伏（通）和7.6V（断）。且具有以下特点：自动前馈补偿、锁存脉宽调制，可逐周限流、内部微调的参考电压，带欠压锁定、大电流图腾柱输出、欠压锁定，带滞后、低启动和工作电流、直接与安森美半导体的SENSEFET产品接口、电流模式工作到500KHZ、输出静区时间从50%到70%可调。图4-1UC3845内部结构图4.1.2引脚及引脚功能图4-2UC3845引脚表4-1UC3845引脚的功能8引脚功能引脚功能说明1补偿该管脚为误差放大器输出，并可用于环路补偿。2电压反馈该管脚是误差放大器的反相输入端，通常通过一个电阻分压器连至开关电源输出。3电流取样一个正比于电感器电流的电压接至此输入，脉宽调制器使用此信息中止输出开关的导通。4RT/CT通过将电阻RT连接至Vref以及电容CT连接至地，使振荡器频率和最大输出占空比可调。工作频率可达1MHZ。5地该管脚是控制电路和电源的公共地（仅对8管脚封装如此）6输出该输出直接驱动功率MOSFET的栅极，高达1.OA的峰值电流经此管脚拉和灌,输出开关频率为振荡器频率的一半.7VCC该管脚是控制集成电路的正电源。8Vref该管脚为参考输出，它通过电阻RT向电容CT提供充电电流。4.1.3UC3845的工作原理的介绍UC3845是安森美半导体公司的高性能固定频率电流模式控制器。该控制器是专为离线和DC-DC变换器应用而设计的，它可以使设计者使用最少的外部元件即而获得高成本效益的解决方案。UC3845具有高达500kHZ的开关频率、大图腾柱输出电流等特性，是开关电源电路中驱动功率MOSFET管的理想器件。UC3845芯片具有双列直插8管脚塑料封装以及14管脚塑料表面贴装两种形式，芯片内部电路具有振荡器、高增益误差放大器、电流取样比较器、PWM所存电路、基准