第三章%20电力机车交-直-交传动系统的主电路

第三章电力机车交－直－交传动系统的主电路1－受电弓2－主断路器3－牵引变压器

图3－1交－直－交牵引系统的组成交流电力机车中普遍采用交—直—交异步电动机变频调速系统。主电路设备包括整流器、直流中间环节、逆变器、三相笼型异步牵引电动机，如图3-1所示。3.1交—直—交电牵引系统主电路的组成1直流中间环节M3~检测控制整流器逆变器给定231、整流器（也称电网侧变流器）：把来自接触网通过牵引变压器接入的单相交流电转换为直流，通常采用四象限脉冲整流器；2、中间直流环节：为整流滤波和平衡功率波动的储能电路；3、逆变器：主电路结构如下图所示，是用6个半导体开关器件S1~S6组成的三相桥式逆变电件的通断，可以得到不路。按照一定规律控制同频率的三相交流输出各半导体开关器件的通断，可以得到不同频率的三相交流输出。4、三相笼型异步牵引电动机：实现电能、机械能转变，牵引电动机的转矩和转速，决定了机车（动车组）发挥的牵引力、电制动力和运行速度，也是整个牵引系统综合的被控制对象。3.1交－直－交电压型逆变器和电流型逆变器逆变器逆变器图3-2(a)电压型逆变器(b)电流型逆变器

交－直－交逆变器按照直流中间环节采用的滤波器不同可分为电压型逆变器和电流型逆变器两类。

如采用大电容滤波器与逆变器并联，则输入直流电压平直，可以看作内阻为零的恒压直流电源，称为电压型逆变器，如果采用大电感滤波器与逆变器串联，则输入电流平直，相当于一个恒流源，称为电流型逆变器，如图3-2所示。两类逆变器虽然只是滤波环节不同，在性能上却有明显的差异：1、电压型逆变器，由于大电容的滤波作用，输入逆变器的直流电压极性不变，逆变器输出电压是三相对称的矩形电压波，或由矩形脉冲电压波合成，而逆变器输出电流波形由负载决定；电流型逆变器，电感储能使逆变器输出三相对称矩形电流波，而输出电压波形却取决于负载。2、用电流型逆变器给异步电动机供电的显著优势，在于容易实现电机和电网之间的电能互馈，如图3-3。图3-3电流型逆变器的可逆运行（a）电动机运行（b）发电机运行当在电动机运行状态时，整流器控制角，输出直流电压上“＋”下“－”，电流由正端流入逆变器，电机电压、电流同向吸收电能为电动机工况。若调整逆变器输出电流的频率，使电机磁场同步转速下降，当时，转为异步发电机运行状态，逆变器成为整流器，由电机向直流环节输出电能，对于电流型逆变器，电流方向不变，只需调整整流器控制角，使直流环节电压反向，为上“－”下“＋”，使发电机能量再转变为交流电能回馈电网，对电机而言是制动过程，称为回馈制动，或“再生制动”，可见用电流型逆变器实施再生制动简单、方便。电压型逆变器由于直流回路中的并联电容，使得整流器输出直流电压极性不能改变，因此不能象电流型逆变器那样调整控制角方便地实现回馈制动。交－直－交电力机车系统一般采用电压型逆变器，这是基于：（1）一台电压型逆变器可以对多台电动机并联供电；（2）对牵引电动机电流的控制可以通过调节逆变器的电压输出来实现，响应速度快，通过脉宽调制（PWM）电压波形可以接近正弦波；（3）至于再生制动的问题，现在交流机车上在电网侧采用四象限脉冲整流器，取代不可逆相控整流器，机车的再生制动问题已经得到解决。基于上述原因，在以后的章节中只讨论电压源逆变器。3.3交－直－交1800导通型逆变器图3-4所示为二电平电压源逆变器带三相电阻性负载。其中，S1

~S6是6个单向导电的功率半导体开关，每个功率开关反并联一只续流二极管。图3-4三相电压型逆变器电阻负载原理电路控制S1~S6有规律的导通和关断，可在逆变器输出端A、B、C得到对称的三相电压。所谓1800导通型的通、断规律概括如下：（1）每瞬时A、B、C三相桥臂必有一个（上或下）功率元件导通，S1~S6轮流导通一次为一个周期（3600电角）；（2）每隔600替换一个功率元件，替换过程称为换流，换流元件处于同一桥臂，为不造成直流环节短路，换流必须是按“先断后通”的原则进行。通、断之间应有一定时间间隔，称为‘死区’，间隔时间的长短由器件的关断时间决定；（3）每个功率元件在一个周期内总共导通1800，故称之为1800导通型逆变器。表3-11800导通型逆变器功率元件导通表按照上述三个原则，1800导通型逆变器功率元件S1~S6的导通顺序如表3-1所列。

时间段

导通元件

0~π/3S1

S5S6π/3~2π/3S1S2

S62π/3~πS1S2S3

π~4π/3

S2S3S4

4π/3~5π/3

S3S4S5

5π/3~2π

S4S5S60－π/3π/3-2π/32π/3-ππ-4π/34π/3-5π/35π/3-2π

uAO+Ud/3+2Ud/3+Ud/3

-Ud/3

-2Ud/3

-Ud/3

uBO-2Ud/3

-Ud/3+Ud/3

+2Ud/3

+Ud/3

-Ud/3

uCO+Ud/3

-Ud/3-2Ud/3

-Ud/3

+Ud/3+2Ud/3表3-21800导通电压型逆变器输出相电压注：以指向O点的电压为“＋”，离开O点的电压为“－”设逆变器直流输入电压为，电阻性负载为‘Y’接，按表3-1的导通顺序，逆变器输出的相电压如表3-2。逆变器输出线电压为：

(3－1)根据表3-2和式（3-2）可作出1800导通型逆变器输出三相相电压和线电压波形图，如图3-5(a)、(b)：图3-5交－直－交1800导通型逆变器输出电压波形图(a)相电压(b)线电压由图3-5可知：（1）1800导通型逆变器输出相电压为交流阶梯形电压波，正负半周对称共6个台阶。故1800导通型逆变器也称为六阶梯波逆变器。每个台阶代表一个功率元件的轮替为一拍，一个周期共6拍，输出电相压也称六拍波；（2）1800导通型逆变器输出线电压为矩形交流电压波；（3）三相相电压和三相线电压互差1200的对称；（4）逆变器输出电压的频率，可通过调整S1~S6的导通周期时间来改变。用1800导通型逆变器向三相异步电动机供电时，有两点须作考虑：（1）由于1800导通型逆变器自身不具备输出电压的调节功能，因此若需要逆变器输出可调的三相交流电压，只有通过调节中间直流环节的电压实现。（2）1800导通型逆变器输出相电压为六阶梯波，除正弦基波外含有较大量低次谐波电压，使电机电流中谐波分量较大。谐波电流除使电动机发热增加损耗外，还引起转矩脉动对电机运行不利。3.4脉宽调制（PulseWidthModulation简称PWM）型逆变器早期交－直－交逆变器，特别是大功率电压型逆变器，1800导通型逆变器居多，这是因为当时相对可靠的大功率开关元件是半控式晶闸管，由于半控元件换流时需要专设电路使晶闸管强迫关断，使电路复杂且工作频率低。随着大功率、高频率全控功率元件的成功开发与应用，新型的PWM交－直－交逆变器已逐步取代六阶梯波逆变器，而成为交流传动系统的主流。所谓PWM（PulseWidthModulation）是用直流斩波的方法，将逆变器的输出相电压调制成幅值相等的若干个矩形电压脉冲，通过调节占空比改变脉冲宽度，即可改变输出电压的大小，而调节一个周期的循环开断时间可改变输出电压频率，从而在逆变器上实现VVVF的综合控制。图３-6PWM变频器原理图图３-6是PWM变频器的主电路原理图，图中以IGBT全控功率元件构成A、B、C三相桥臂，为简化图形，与各开关元件并联的续流二极管未画出，三相电阻负载‘Y’接。为使逆变器输出PWM电压波，前提是取得所需要的PWM脉冲序列，以控制逆变器开关元件的通、断。通常是利用三角波电压与参考电压（如正弦电压）相比较调制出PWM脉冲序列，如图3-7所示。图3-7PWM脉冲序列的形成3.5正弦脉宽调制（SPWM）一、单极性和双极性调制

以等腰三角形载波ut和参考正弦波ur的相交关系，可以产生SPWM调制波。当参考电压ur正半波时，若ur≤ut，调制波，而ur≥ut，为宽度不等的矩形脉冲波，正弦参考电压与三角载波电压的交点ur＝ut是输出电压转折点，由于采用正弦参考波调制，所以靠近ur幅值处的脉冲波较宽，两边逐渐对称变窄，矩形面积所表示的输出电压有效值大小符合正弦分布规律，称这种脉冲序列SPWM序列。当

ur在负半周时，需要把ur正半波的SPWM序列反向，得到一个周期的、幅值在变化的脉冲序列，称为单极性SPWM调制模式，如图3－8（a）。如果在每个交点ur＝ut处同时产生正、负触发脉冲，在一个半周内既有又有-脉冲序列，这种调制称为双极性SPWM调制模式，如图3－8（b）。图３-8SPWM脉冲序列（a）单极性SPWM脉冲（b）双极性SPWM脉冲（b）（a）以图3-6的二电平逆变器A相为例，在输出端A点只能有+Ud

/2或-Ud

/2两个电平，因此

、

必须处于互补的通、断状态，而采用双极性的SPWM脉冲序列，可控制、互补触发或关断，当然，在用于控制功率元件互补通断时须满足“先断后通”的原则。则逆变器A端输出电压波形为图3-9。图3-9逆变器输出端SPWM电压波从图3-9，虽然矩形脉冲组成的电压波有正有负，而在逆变器输出端只能是电压平均值，显然在正半周+Ud

/2脉冲合成面积大于-Ud

/2的面积，电压平均值为正，且电压脉冲的宽度仍然符合正弦分布，因此近似于正弦电压。同理，负半周逆变器端输出负值正弦电压。二、SPWM波的计算法早期的SPWM波是由模拟电路生成的，如图３-10所示。所产生双极性的脉冲序列波uda、udb、udc，作为功率元件的驱动信号。现这种模拟电路已很少应用，而代之以微机数字计算的方法。在微机数字计算时，为简化程序，通常采用称为“规则采样法”的计算程序，其原理如图３-11加以说明。在相邻的两个三角波的中点引一垂线，与参考电压ur交于E点，该点参考波ur的相角所对应的时间t也即为已知。从交点E作平行直线与相邻的三角波交于A、B两点，则对应的时间间隔t2

便为ur在t时刻的SPWM波的脉宽。由图解法可推导出：（3-2）上式中，Tc

：三角载波周期（s）；

Tr

：正弦参考波周期（s）；

Urm

：正弦参考波电压幅值（V）；

Utm

：三角载波电压幅值（V）。使用规则采样法计算得到的脉宽t2，和准确值在起始点和终了时间点上有很小的误差，一般对控制不会产生影响。三、SPWM波的调制条件SPWM波实质上是功率器件的驱动脉冲，所以与电压型逆变器输出电压波形一致。因此受到对逆变器的性能要求、特别是功率元件允许的工作条件的限制。（１）调制比：（3-3）在双极性SPWM波中，最小脉宽出现在ur接近载波ut峰值的两交点间，此处的最小脉宽时间必须保证大于功率元件的关断时间toof

使其可靠关断后，互补元件再导通，因此一般M≤0.9。（２）载波比：（3-4）式中，fr：三角载波频率，（Hz）；

ft：正弦参考波频率，（Hz）；

载波比是一个周期参考正弦波内三角载波的周期数，在fr一定的情况下，显然载波比N越大，逆变器输出电压波形越接近理想正弦波；但同时开关元件的开、断频率也就越高，因此受到元件的开、断频率允许值的限制。四、同步调制和异步调制及分段同步调制在SPWM控制中，对调制比分同步调制和异步调制两种方式。（1）同步调制方式中，N＝常数，即三角载波频率随正弦参考频率的改变而改变，因而逆变器半波内输出的电压矩形脉冲数是不变的，特别是当取N为3的倍数时，同步调制能保证正、负半周的输出电压波是对称的。对三相电压而言，同步调制也能保持严格的互差120°的相位关系。但是，当逆变器工作于低频时即fr很小时，若N为常数不变，势必fr亦很小，使输出电压脉冲波数太少，相邻电压脉冲间距增大，与正弦波形相比畸变严重，电流谐波会显著增加，对异步电动机运行十分不利。（2）异步调制方式可以消除同步调制的上述缺点。所谓异步调制方式，即是在逆变器的整个变频范围内，载波比N不为常数的调制方式。当改变正弦参考波频率fr时，三角载波频率ft不变，且ft按系统在低频工作的要求确定。异步调制方式虽然改善了系统的低频性能，但若系统进入高频运行时，就可能造成逆变器开关元件的开关频率的较大增加，使开关元件的损耗增加。而且当fr随工作频率变化时ft不变，也就不能保证N始终是3的倍数，造成三相输出电压的不对称，影响电机工作的平稳性。（3）将同步调制和异步调制结合起来，利用它们各自的优势，顾及系统的低频和高频性能的要求，SPWM系统通常采用分段同步调制方式。与1800导通型逆变器相比，PWM逆变器有以下优点：（１）PWM逆变器可以在直流中间电压不变的情况下，通过改变输出脉冲宽度的方式调节输出电压平均值大小，则逆变器集变频、调压控制于一身，成为VVVF逆变器，简化了主电路及其控制；（２）PWM逆变器可用正弦脉宽调制的方法，在同一周期内输出宽度不等的电压矩形脉冲，以使波形接近于正弦，从而抑制了谐波对电动机运行的不利影响；（３）PWM逆变器可与多种控制方式相结合，对逆变器的输出电压和频率实施综合控制，使异步电动机有满意的工作特性。六、PWM逆变器的控制技术一、U1、f1协调调整下的异步电动机开环调速控制

SPWM逆变器集调压、变频于一身，在调制比M的可调范围内调整参考电压幅值Urm即改变了逆变器的输出电压，而调整参考电压ur的周期也就改变了输出电压的频率。当给出了U1＝f（f1）的函数曲线（包括在低频时的定子阻抗压降补偿），由函数关系控制ur和f1的给定值，当f1

＜f1N基频以下时，可基本实现恒磁通控制，实现异步电动机在恒转矩下的起动和调速。当f1≥f1N后若电机端电压为U1N不变，则f1进入削弱磁场等功率运行，随着转速n的升高最大转矩Tm成平方倍的降低。二、带电流滞环跟踪的PWM逆变器控制如前所述的SPWM电压型逆变器，可以使输出电压波形接近正弦，但毕竟是由不同宽度的方波脉冲组成电压，不可避免含有谐波成分。另一方面，以逆变器为电源的三相异步电动机，不仅要求端电压接近正弦，而且从降低损耗、减小转矩脉动，提高电机效率和工作稳定性方面，接近正弦的三相平衡的电流更为重要。为此，在高质量的交－直－交牵引系统中，引入了电流的反馈控制环节，以改善电机电流尽量接近正弦，这就是带电流滞环跟踪的PWM技术，其系统结构图如图3-12（a）。电机模型控制三相定子电流给定电流跟踪控制电压型逆变器速度反馈+E图3-12（a）SPWM电流控制系统原理图图３-13电流跟踪SPWM波的产生图3-12（b）电流跟踪SPWM波的产生图３-12（b）是带滞环比较器HBC的电流滞环跟踪PWM控制电路原理。图中，是A相的正弦电流给定信号，是电机A相电流的反馈信号，HBC是滞环比较器，环宽为2h。图３-13中为正弦给定电流，其上、下虚线规定了电流的波动范围。当给定电流与反馈电流的差值时，滞环控制器HBC输出正电平使VT1导通而VT2关断，Ea＝+E产生正向PWM波，控制逆变器输出电压上升，使电流增长；直到时，滞环控制器HBC反转输出负电平，使VT2导通而VT1关断，Ea＝-E，产生负向PWM波，控制逆变器输出电压下降，使电流减小。重复上述过程，所以电机电流始终跟随在范围内波动，当选择HBC的整定值越小输出电流就越接近正弦给定。三电平逆变器主电路三、三电平逆变器三电平逆变器每相４个功率开关元件，分３种开关工作模式，以图3-15的A相为例：（１）T11、T12导通，T13、T14关断，则不论电机负载的电流方向，

A点的电位都为P；（２）T12、T13导通，T11、T14关断，则不论电机负载的电流方向，A点的电位都为0；（３）T13、T14导通，T11、T12关断，则不论电机负载的电流方向，A点的电位都为N。工作模式V11V12V13V14输出电压代号１通通断断

Ud

/2

P2断通通断0

03断断通通-Ud

/2

N

三电平逆变器输出端电压只能有以上三种情况，在导通组合中T11、T14不能同时导通，三种工作模式和每相输出电压如下表所示。表3-4三电平逆变器A相的三种通、断模式三电平逆变器进行工作模式的切换时，不允许由1、3模式间的直接切换，只能是P－０－N或N－０－P式的切换，由表3－4也看出，对A相V11～V14开关元件必须是V11和V13

、V12和V14的通断关系互补，这些必须在控制中予以保证。图3-15三电平逆变器A相工作原理图四、三电平逆变器供电电动机定子相电压电动机A相电压uAO,

为图3-16三电平逆变器A端输出波形（a）单脉冲触发；（b）PWM触发（3-5）表3-15三桥臂通、断模式下输出端电压图3-17上表模式下电动机相电压及线电压五、三电平逆变器的控制技术1、单脉冲控制１）设初始状态为T11、T12导通，电流经P端－T11、T12－A端，A端电位为＋Ud/2，A端输出为正半周电压，为P状态；２）为使A端由P状态转入０状态，先给T11以关断脉冲，待T11确定关断后再给T13以导通脉冲，T13的导通形成了由０－D10－T12－A的电流路径，A端输出为０电位，切换到０状态；３）以关断脉冲使T12关断，待T12确定关断后再给T14以导通脉冲，A端－T13、T14－逆变器N端，A端输出电压为-Ud/2，为N状态，一直延续到一个周期结束，然后反向由N－０（T14断、T12通）、0－P（T13断、T11通），回到初始状态，开始下一周期的断、通过程。B、C两相T21~T24、T31~T34的通断脉冲控制与A相相同，只是A、B、C三相的通断单脉冲间保持1200的相角差。2、SPWM控制就三电平逆变器使用的不同场合，对电压波形质量有不同的要求，如电力机车交－直－交异步电动机传动系统，可根据运行速度（电动机转速）不同，调整其控制方式。在低速、低频的起动阶段，为减小阶梯波电压造成的电流脉动，可选择采用正弦、三角波调制，使三电平逆变器输出端电压为SPWM波，更加接近于正弦电压。由于起动阶段，速度较低，逆变器输出电压周期长，功率开关元件通、断转换时间相对充裕，为简化控制可以采用三角波频率ft不变的异步调制方式，如图3-18(a)所示，同时为增加死区宽度可采取阶梯波规则采样，如图3-18(b)。随着电动机速度增高，三电平逆变器可转入单脉冲控制。（a）异步调制SPWM波形（b）阶梯波规则采样图3-18低频时三电平逆变器的SPWM控制3、电压空间矢量控制（SVPWM）三电平逆变器每相的开关状态有P、O、N三种，对三相对称系统而言可组合成33＝27种开关状态，每一种开关状态的输出电压，在定子空间三相A、B、C坐标系上都对应一个电压空间矢量。SVPWM控制的基本思想是，通过三相开关状态的组合转换，不仅控制电压空间矢量的幅值而且控制磁链矢量在定子空间运动轨迹近似于圆，则所对应的三相电压必为对称且接近于正弦。由于三电平逆变器提供了更多的电压空间矢量，实现SVPWM的条件较二电平逆变器更好，得到的控制结果也更为理想。关于SVPWM控制在第七章中再做较详细的介绍。3.7四象限脉冲整流器四象限脉冲整流器是交－直－交牵引系统的一个重要部分。在交流电力机车上，是集单相整流、逆变一体的变流器，即在牵引时作为整流器，把从接触网输入的交流变为直流；再生制动时，将中间环节的直流电能逆变成交流反馈电网。四象限脉冲整流器除在负载变化时，稳定直流中间电压外，不论工作于整流还是逆变工况可以保持交流侧的功率因数接近１，并使牵引变器副边电流接近于正弦，对电网谐波干扰降到最低。一、二电平四象限脉冲整流器的工作原理

LN：漏电感，T1~T4

：功率开关管，D1~D4：二极管，C2、

L2

：二倍频滤波器，Cd：直流支撑电容图3-19二电平四象限脉冲整流器主电路（2）由功率开关和二极管T1、D1，T2、D2，T3、D3，T4、D4反向并联接成单相桥式电路，组成变流器部分；（3）由L2、C2组成电容－电感串联谐振电路，其谐振频率为电网频率的2倍，其作用是使输出电压udc中的2倍电网频率交流成分被滤掉，而对交流侧没有影响；（1）UN、IN、US组成正弦交流回路（4）Ud、Id为直流输出。二电平四象限脉冲整流器的主电路组成和结构四象限脉冲整流器可分三种工作状态：(１)在uN正半周，若T1

、T4都关，由D1、D4形成通路us＝Ud，电流iN与uN同向，向直流电路输出能量。如在其时，T1、T4导通，则us＝Ud，但iN与uN

同向还是反向，由us与uN的相位决定。如图3-20，若相角为滞后角为整流工况，反之若为超前角则为逆变工况，由直流侧向交流电路输入能量；若T3

、T2通，则us＝-Ud，iN与uN

仍然同向。（２）uN在负半周，T2

、T3都关，由D2、D3形成通路，us和iN随之反向，us＝Ud，电流iN与uN

同向，能量由交流流向直流侧。其间若T3

、T2通则us＝Ud，与（１）相同将由角决定iN与uN

同相或反向，是整流还是逆变工况。若T1、T4导通，则us＝-Ud，iN与uN

仍然同向；（３）若T1、T3

或T2

、T4同时导通，则us＝０。二、二电平四象限脉冲整流器的控制设经SPWM调制us为正弦交流电压，则交流侧回路方程（a）整流工况

（b）逆变（再生）工况图3-20交流侧相量图可得如下交流侧向量图（3-6）四象限脉冲整流器交流侧输出电压，经上述SPWM调制后，基本成为与频率相同，相角差为Ψ的正弦脉冲电压，的调制过程如图3－21所示。图３-21二电平四象限脉冲整流器SPWM调制波形

图3-22二电平四象限脉冲整流器SPWM调制图3-23脉冲整流器并联供电并联供电能够使输出交流电压更接近正弦波，减小交流侧电流中的谐波并联供电优点：三、三电平四象限脉冲整流器图3-24三电平脉冲整流器主电路较二电平脉冲整流器，三电平脉冲整流器每桥臂多2个功率开关管。整流器每一桥臂都有P、0、N三种状态，所以对于单相整流器有32＝9种状态组合。a、b两相元件的通、断原则是：

1、必须是P－O－N－O－P形成循环。

2、从表中看出：VT1、VT3；VT2、VT4；VT5、VT7；VT6、VT8互补导通、关断。3、状态间的转换只有同一臂互补的两个元件换流，使开关损耗为最小。由此可见第9种状态虽然可以有的零输出，但不采用而只用组合状态1。表3-6工作状态组合及交、直流电压关系表组合VT1VT2VT3VT4VT5VT6VT7VT8uaubus

1断通通断断通通断0（O）0(O)0

2通通断断断通通断Ud/2(P)

0(O)Ud/2

3通通断断断断通通Ud/2(P)-Ud/2(N)

Ud

4断通通断断断通通

0(O)-Ud/2(N)Ud/2

5通通断断通通断断Ud/2(P)Ud/2(P)0

6断断通通断通通断-Ud/2(N)0(O)-Ud/2

7断断通通通通断断-Ud/2(N)Ud/2(P)-Ud

8断通通断通通断断0(O)Ud/2(P)-Ud/2

9×断断通通断断通通-Ud/2(N)-Ud/2(N)０四、三电平四象限脉冲整流器的SPWM调制

三电平四象限脉冲整流器的SPWM调制采用的控制电路与两电平基本相同。由SPWM1控制a臂，SPWM2控制b臂。ur和ut交点处产生双极性脉冲、分别控制同桥臂的互补开关元件的断、通。图3-25三电平整流器a相正半周输出电压波形

三电平四象限脉冲整流器除功率元件承受的正向阻断电压仅为直流电压的一半的优点外，由于三电平整流器具有“０”输出状态，交流侧电压us的波形较二电平脉冲整流器更接近于正弦，因此交流侧电流中谐波含量明显减少，如下图对两种整流器交流侧电流波形作了比较。图3-26脉冲整流器交流侧电流（a）二电平（b）三电平三电平相对于两电平的优点：五、四象限脉冲整流器的直流稳压控制

不论是负载加大还是网压下降引起的直流中间电压Ud下降，都造成交流侧电流iN的变化，因此以交流侧电流为参考量，通过SPWM调制对u

s的幅值、相位进行调节补偿交流侧电流iN的变化的影响，构成新的直角三角形，也就实现了对直流中间环节的控制。(a）因负载加大的调整（b）因网压下降的调整图3-27牵引工况直流中间电压Ud下降整流器输出电压的控制在整流工况，当负载增大或网压下降两种情况造成了直流电压Ud下降。为使Ud恢复，在保持交流侧电压为直角三角形的前提下，整流器输出电压us应作的调整，如图3-27所示。图3-28四象限脉冲整流器的控制原理图3.8三相交流异步牵引电动机结构及参数１:风道;２:定子;３:转速传感器;４:转子;５:N端轴承;６:D端轴承;７:小齿轮;８:端盖

交流牵引电动机结构图一、异步牵引电动机主要技术参数的选择1、电动机的有效尺寸与电磁负载式中：电动机定子内径（mm）；：定子铁心长度（mm）；：电动机的额定转矩（kN-m）；C：电动机的电磁常数，C=AB,

A：定子绕组线负载（A/cm），B：定子铁心磁感应强度（T）。其中，电动机的电磁常数C是由定子绕组的温升（发热）限制和铁心磁饱和程度的要求来决定的。与一般异步电动机相比较，异步牵引电动机的安装空间受到限制，希望电机功率体积比尽可能大，即要求C=AB较大，但异步牵引电动机由逆变器以近似正弦电压供电的原因，电压、电流、磁通的谐波含量较大，带来绕组的附加铜耗、铁耗发热。所以，异步牵引电动机若要取得较大的线负载A，就必须采用耐高温的绝缘材料，同时采用高导磁率和低损耗的铁心材料，以提高磁感应强度B。２、最大转矩和传动比的关系。由于电力机车牵引特性的要求，电机最大转矩发生在机车的起动过程，这时电流大而频率低，选择大的传动比，可以减小起动电流降低磁饱和度。3、电机极数的选择。电力机车牵引电动机极数一般有4极或６极两种选择，从单位质量获得最大转矩的角度，６极比４极的气隙磁密高，６极比４极电机好；但从电机空间尺寸的利用，则４极较好，可减小电机体积，节约原材料并便于在转向架有限空间内的安装。另一方面在相同的电机转速下４极电机的电流频率较６极电机低约30%，如以４极电机最高工作频率120Hz，则６极电机须在180Hz才能满足要求。工作频率越高电机励磁电流相对较大，则激磁电抗增加使功率因数降低；同时工作频率越高对逆变器功率元件及控制要求提高，增加系统的成本，降低了可靠性。

4、电机导体成型设计。定子部分：由于沿定子槽高度磁力线分布不均，导致槽中导体电流密度分布不均，在槽口部分电流密度最大，产生所谓“集肤”效应。对于大功率的牵引电动机，提高导线利用率的有效方法，就是采用降低槽高增加槽宽，线圈成型为扁宽形。转子部分：与定子相同也要考虑转子导条的电流密度分布均匀，减小集肤效应，特别对于变频异步电动机，起动时电流频率低，所以不考虑用深槽转子，增加转子电阻以增加起动转矩的问题，因此与定子一样，也将转子导条设计成扁宽形。5、漏感当要求一定的最大转矩时，若选择较大的漏感则必须要提高定子电压U1。而漏感的大小是由电机的铁磁结构决定的，如定、转子的槽形及气隙的宽度等。考虑漏感大小的另一个重要因素是，逆变器供电的异步电动机的电流波形，当电机由电压型逆变器供电时，电压中的谐波会造成电流出现尖峰，如选择较大的漏感有助于对尖峰电流的抑制，使电流更趋于正弦波形。因此在平衡电压与漏感的关系时充分考虑电流波形作出选择是必要的。6、额定转差率。异步电动机的额定转差率与电机的额定转矩和额定电流是密切相关的。在电力机车上通常牵引电动机是并联供电方式，即一台逆变器为多台并联异步牵引电动机供电。即使并联电动机有基本相同的机械特性，但由于经过一段