毕业论文-中低温余热发电变流器及并网控制系统设计

湖南大学湖南大学毕业设计（论文）第页HUNANUNIVERSITY毕业论文论文题目中低温余热发电变流器及并网控制系统设计学生姓名学生学号专业班级学院名称指导老师学院院长20年 月日页第一章绪论1.1课题研究的背景及目的1.1.1日趋严重的能源危机当夜幕降临，能源带给我们万家灯火，一片光明；当寒冬和酷暑来临，能源带给我们温暖或凉爽。当你从一个地方便捷地到达另一个地方，当你打开电脑电视……是能源帮助人们满足衣食住行的需求，人类生活离不开能源，能源是人类长久的生存与经济追求幸福生活的物质基础，然而自工业革命以来，随着人类社会经济的腾飞，与之而来的是能源的枯竭、环境的被肆意破坏，人类社会在经历了200多年的快速发展之后，能源被逐渐消耗，供需矛盾日益突出。目前世界能源消费以煤、石油、天然气等化石资源为主，其中中国是少数以煤炭为主的国家之一，世界上的多数大国比如美国、日本、西欧的大部分国家和地区都是以石油与天然气为主。由图1.1可知，石油、煤炭、天然气的消耗量占世界能源总消耗量的前三位，三者合计占80%，根据《BP世界能源统计2006》，以目前的开采速度来计算，全球天然气和煤炭分别可供开采65年和162年，然而消耗量最多的石油储量仅仅可供开采40年！图1.1世界一次能源总供应中各类能源所占比例1.1.2能源危机形势下的中国当前的中国是一个资源消耗大国，由图1.2可知，煤炭在中国的能源消耗中占绝对主导地位，根据2010年的数据统计，中国已经成为世界第一煤炭消费大国和第二石油、电力消费大国，而中国2001至2005年五年间的能源消费总量是过去二十年的总和。与巨大的消耗量形成刺眼对比的是中国对能源利用效率的低下，这也是目前我国能源形势严峻的根本原因，我国每吨标准煤的产出效率仅相当于日本的10.3％、美国的28.6％。图1.2中国一次能源总供应中各类能源所占比例能源的日趋枯竭给人们敲响了警钟，所以对能源节约及重复利用的研究已经迫在眉睫。1.1.3应运而生的余热发电人类在活动中因某种需要而生产制造的热能在利用结束后所排放的不再利用的热能就叫余热。现代人类活动产生着大量的余热，特别是工业生产活动是制造大量余热的主要原因，正是这些大量余热的排放，正在恶化着我们人类的生存环境。怎样减少和利用好这些余热是当前我们人类面对的生存环境重要问题之一。工业余热排放大的行业如，水泥、钢铁、热电、陶瓷、有色金属等，这些行业不但是余热排放大户，而且也是室温气体排放的主要行业，同时也是碳足迹最大的行业。我国工业用能中近60～65%的能源转化为余热资源。目前余热利用最多的国家是美国，它的利用率达60%，欧洲的利用率是50%，我们国家只有30%。就余热利用现状来看，我国还有很大的利用空间。图1.3欧美及中国的余热利用情况在这种世界范围内能源紧缺的情况下，各国正致力于节能、减排，力争可持续的发展。基于能源紧缺的这样一个事实，提高能源的利用效率成为解决能源危机的一种思路，其中余热发电成了越来越重要的能源努力方向，各国都在加强这方面的投入和研究，希望获得更大、更多的收益，但因余热发电特别是中低温余热发电的技术相对落后，制约着它的进一步发展。1.2高速永磁同步发电并网系统结构1.2.1高速PMSG-PWM变流器的采用目前，余热发电多采用水蒸汽作载体，汽轮机通过轴传递机械功率，经同步发电机输出电能，然后经过定子绕组直接并入电网。但这种结构由于能量转换效率太低所以并不适合中低温余热的发电。在这种情况下，有人提出了利用有机朗肯循环的方式来收集余热，但由于受到同步发电机的转速限制和介质的温度等等各种限制因素，采用涡轮机和汽轮机作为能量转化装置的效率并不是很高。因此，就目前来说中低温余热的开发还很少，但是中低温余热在余热资源中所占的份额却很大，所以中低温余热发电有可预见的光明的发展前景，如果未来中低温余热资源被大量的利用，不仅可以通过对能源的多级利用来提高能源的利用效率，还可以减少对能源的依赖，从而更加环保。高速PMSG与膨胀涡轮机结合用在中低温余热并网发电中，可以完全改变过去那种效率低下的能量转换，能够极大地提高能量的利用效率。低沸点介质（比如氟利昂）由液态变成气态需要吸收热量，从而可以通过吸收中低温热源中的热量，来变成蒸汽形式的氟利昂，推动膨胀涡轮机转动做功，将废弃热源（即余热资源）中的内能转换成机械能。气态氟利昂做功以后，经过冷凝装置变成液态，经工质泵加压后回到蒸发罐中，如此反复进行上述过程，从而形成循环。膨胀涡轮机拖动高速永磁同步发电机旋转，交流电能经过双PWM变流器的变换，完成交流到直流再到交流（AC-DC-AC）能量变换的过程，最后送到380V的电网。受益于膨胀涡轮机和低沸点介质（比如氟利昂）的这些优点，上述装置得以能够极大地提高中低温热源的电能转换效率。更为重要的是，背靠背双PWM变流器的优点也很明显，比如能量传递效率比较高、电流谐波畸变率比较低、无功功率小、并网无功可调。因此，这种ORC(有机朗肯循环)结合高速永磁同步发电机和双PWM变流器的发电并网结构将是中低温余热并网发电未来的发展趋势，而且还可以通过采用不同沸点的介质，来实现温度范围比较宽的热源的并网发电。1.2.2拓扑结构的选取汽轮机与同步发电机相连，利用轴来传递功率，然后直接接入电网，这是余热并网发电系统的传统结构。汽轮机拖动同步发电机转动，等到同步发电机的转速逐渐上升至额定值时，它发出的交流电能的幅值和频率与电网相同，待与电网的相位基本一致时，此时并入电网。由以上我们就可以知道，上述并网方式需要知道在并网前，发电机电压的相位、频率、幅值，与电机转速有关。在转速稳定后，尤其是相位差是其中最为关键的部分，相位的差值越小，并入电网的瞬间冲击电流越小，并网成功率也就越高。但是这种拓扑结构也有自己本身的一些缺点，比如并网过程过于复杂、转速不能偏差同步转速很多，而且转速的调节范围比较窄，由于直接相连，所以发电机自然而然会受电网的影响。当电网出现电压跌落时，会出现解列的问题。而且随着功率因数的变化，发电机功率也会变化，因而损耗比较大、效率低。随着永磁同步发电机优点的逐渐凸显，比如体积小、功率密度高、转速高、效率高等等，利用永磁同步发电机的这些优点，与双PWM变流器相连构成直驱型并网发电结构（如图1.4所示），由图1.4可以看到，永磁同步发电机的功率由膨胀涡轮机通过连接轴直接传输，从而构成高速永磁同步发电并网系统。图1.4高速永磁同步发电并网系统结构本章小结本章主要讲述了当前的能源危机，以及在能源危机不断加深的情况下，通过对中低温余热发电的研究来提高对能源的利用效率，从而做到对能源的多级利用，最后达到节能减排的目的。然后介绍了高速永磁同步发电机与双PWM变流器相连并网的优点，最后介绍了高速PMSG-PWM变流器的拓扑结构。第二章双PWM变流器的原理与控制方法2.1PWM变流器的工作原理最早的变流器主要有相控整流器（由可控硅组成）、不控整流器（由二极管组成）等，这类变流器存在很多缺点，比如功率因数比较低、谐波的含量比较多等等。相比之下，当今的PWM变流器（由IGBT等全控器件组成）具有比较明显的优点。具体如下：能量的利用率很高，可以实现功率的双向流动。直流侧的电压可控制恒定并且动态响应比较良好。交流侧的电流显示为正弦波形，可以调节功率因数。本文采用双PWM变流器并联的变流系统结构，双PWM变流器由PWM整流器和PWM逆变器组成。下面对其数学模型进行讨论。在背靠背PWM变流器的系统之中，两个变流器结构是完全对称的，如图2.1所示，本文只介绍其一端变流器具体的工作原理，另一端变流器的工作原理与此完全相同，故不作赘述。三相PWM电压型变流器(VSC)采用IGBT、IGCT等可控器件与续流二极管反并联的方式构成开关元件单元，可控全桥的三个桥臂共使用6个开关单元。图2.1双PWM变流器电路图在上图中左侧各变量的意义分别为:,,为三相电源电压的瞬时值;,,为变流器交流侧输出电压的瞬时值;C为直流侧滤波电容;R为变流器等效电阻;L为滤波电感;和(k=a,b,c)则分别为三相全桥电路每一相所对应的上下开关器件的开关函数。上述主要的元件参数在系统起着各种各样重要的作用，具体如下:1.滤波电感:变流器在正常工作时，能量流动在交流侧和变流桥之间，存储则是在电感上，最后通过变流桥释放到直流一侧，从而PWM整流得以实现。若要保证三相变流器的正常运行，电感的存在是必须的。电感值的大小对系统影响很大，增大它的值，可以减小输入电流谐波，但是如果其过大将导致系统的动态响应速度变慢，同时还会影响系统的带载能力。2.直流滤波电容:直流滤波电容是电压型PWM变流器（VSC）的标志，它的作用是提供电压支撑、减小桥臂关断时产生的的冲击电流的危害、减小直流侧谐波，当两端系统和中间直流环节之间有无功功率的交换时，无功能量需要靠中间直流环节的储能元件来缓冲，所以也常称其为中间直流储能元件。电容C越大，直流电压谐波的含量就会变得越小，抗负载扰动能力也就更强，但是与此同时它的响应的速度相应的也就变得越慢。3.续流二极管:在功率管阻断时，电流还可以在二极管中流通。为了防止出现短路，如图2.1所示，当上桥臂导通时，其对应的下桥臂关断，而下桥臂导通时，其对应的上桥臂关断，如此形成的结构可以保证变流器同一桥的上下两个桥臂功率开关管的导通是相互补充的。逻辑函数如下:QUOTE(k=a,b,c)（2-1）当以直流侧电压中点为参考点时:由QUOTE可得QUOTE=QUOTE（QUOTE）（2-2）当以直流侧负极性端为参考点时:QUOTE可得QUOTE=QUOTE(2-3)式中：QUOTE,QUOTE,QUOTE，代入式(2.3)可知:QUOTE，QUOTE，QUOTE（2-4）2.2SVPWM变流器的基本原理平均值等效原理是SVPWM的理论基础，这个原理指的是在一个完整的开关周期内通过组合基本的电压矢量，使其平均值与给定电压矢量相等。在某一个时间点，电压矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到。在一个完整周期内多次施加这两个矢量的作用时间，从而可以控制每个电压矢量的作用时间，使电压空间矢量接近按一个圆轨迹旋转，通过逆变器的实际磁通（可以由PWM逆变器在不同的开关关断情况下产生）去无限接近理想中的磁通圆，由两者的结果比较可得逆变器的开关状态，从而形成PWM波形。设为直流母线侧的电压，、、分别是PWM逆变器所输出的不同相的相电压，把它们分别加在相互之间差别120°的空间坐标系上，自定义三个电压空间矢量(t)、(t)、(t)，它们的方向始终保持不变，而大小则是随时间变化的（按正弦波的规律变化），由于空间上相差120°，则时间相位也互相差120°。假设相电压有效值为Um，电源频率为f，可以得到：（2-5）在上式中，，则合成的空间矢量U(t)就可以表示为：（2-6）图2.2逆变电路由图2.2可知逆变器三相桥臂上共有6个开关管，为了方便研究空间电压矢量，特定义函数(x=a、b、c)为：（2-7）(、、)的全部可能组合共有八个，包括6个非零矢量(001)、(010)、(011)、(100)、(101)、(110)、和两个零矢量(000)、(111)，下面只以其中一种开关组合为例分析，假设(x=a、b、c)=(100)，此时(2-8)求解上述方程可得：=2/3、=-/3、=-/3。同理可计算出其它各量，如下表所示：矢量符号线电压相电压00000000010000110001000110001001010111000000图2.3电压空间矢量图其中不为零的矢量的模长均为2/3，幅值相等，每两个相邻的矢量间隔为60°，而处于中心位置的两个零矢量的幅值均为零。在图2.3中的每一个扇形区域，按照伏秒平衡的原则来合成该区域内的电压矢量，即：（2-9）或者等效成下式：（2-10）在上式中，为期望电压矢量；T为采样周期；为非零电压矢量在T内的作用时间；为非零电压矢量在T内的作用时间；为非零电压矢量在T内的作用时间。式（2-10）的表明。矢量在一个采样周期内所产生的效果值和、、分别在其所对应的时间内产生的积分效果的总和相等。本章小结本章分析了双PWM变流器的工作原理，鉴于其由两个相同的电压源变流器背靠背组成，因此分析了其中一个变流器的工作原理，另一个与之相同。然后介绍了SVPWM变流器的原理及其控制方法。第三章双PWM变流器的建模与仿真本章根据上面讲述的PWM变流器的工作原理，来分别推导出双PWM变流器在三相静止坐标系ABC和两相同步旋转坐标系dq下的数学模型。3.1三相静止坐标系ABC下的数学模型三相电压型变流器主电路拓扑结构如图2-1所示，在建立模型前作如下假设:1.交流电输入为理想三相电源(,,幅值相等、相位相差、波形为理想的正弦波)；2.交流侧基波的频率远远低于PWM变流器的开关频率，而且功率开关元件为理想器件；3.交流侧的滤波电感是线性的。数学模型按特定条件可分为两种类型:（a）采用高频数学的模型(利用开关函数描述);(b)采用低频数学的模型(利用占空比描述的)。相较而下采用高频数学的模型比较适合对波形的仿真，然而由于其含有其开关过程的高频分量，因此很难用于设计。当开关频率远远高于电网基波频率时，可忽略模型中的高频成分，而只考虑其低频分量，从而可以获得低频的数学模型。这种采用占空比描述的低频数学模型非常适合于控制器设计和控制系统分析。在变流器控制系统设计过程中，无论是高频模型和还是低频模型都有很重要的作用，为了更好地发挥其作用，通常先通过低频模型来设计控制系统，然后采用高频模型进行仿真。首先采用KCL列出变流器的回路方程，QUOTE(3-1)由变流器的工作原理可以得到得QUOTE(3-2)直流侧的方程为QUOTE(3-3)通过Fourier变换可得QUOTE(3-4)式中:为PWM开关函数的初始的相位角;QUOTEQUOTE,QUOTE,QUOTE为各相的调制系数，且0<QUOTE<1(k=a,b,c)。将式(3-4)代入(2-4)，并假定QUOTE=QUOTE=QUOTE=m为可得QUOTE(3-5)交流侧的功率为QUOTE(3-6)直流侧功率为QUOTE(3-7)两端功率应该平衡所以有QUOTE(3-8)以上是PWM变流器采用占空比描述的低频动态模型，在这个模型之中变流阀本身可以简化成比例环节。如果需要建立更为精确的模型，则可以用一阶惯性环节表示，用来模拟当开关延迟时所造成的动态过程。如果忽略PWM变流器两侧电抗、电容等储能元件的动态过程（即三相PWM电压型变流器采用占空比描述的低频动态模型的数学表达式中的一阶导数为0），并忽略换流阀的动态过程，则可以得到PWM变流器的低频静态模型。3.2两相同步旋转坐标系dq下的数学模型PWM变流器的数学模型在三相静止坐标系ABC下具有很多优点，比如比较直观，物理意义比较清晰等。但是在此模型中，由于变流器的交流侧都是随时间变化的交流量，阻碍着控制系统的设计。在这种情况下我们可以将三相静止坐标系ABC转换成和电网基波频率保持同步旋转的dq坐标系（即Park变换）。经过三相到两相的变换后，三相中的时变交流量可以转化成为旋转坐标系dq中的直流变量。由于两相坐标系具有坐标系轴互相垂直、两相间没有磁的藕合等特点，从而可以实现对控制系统设计的简化。PWM变流器模型在三相静止对称坐标系ABC下经过旋转坐标变换后，可以转化成为旋转坐标系dq下的变流器模型。在建立旋转的坐标模型的过程中，通常可以采用以下两种常用的对坐标的变换:（a）等量坐标变换;(b)等功率正交坐标变换。所谓的等量坐标变换指的是坐标系ABC中的比较通用的矢量（三相的物理量可以用一个旋转矢量在坐标轴上的投影来表示，这个用来表示三相保持对称的矢量就是通用矢量）与旋转坐标系dq中的通用矢量相等的变换。所谓的等功率坐标变换指的是三相静止对称坐标系ABC中的功率量与旋转坐标系dq中的功率量相等的变换。在不同的情况下，可以采用不同的坐标变换，在应用时，一般会使用等量的坐标变换，而在对矩阵进行逆运算的时候，一般会使用等功率的坐标变换，本文选择的是第一种变换，即等量坐标变换。在建立的三相保持静止对称的坐标系下，用E来表示电动势。由瞬时功率理论可得，为了方便简化分析，可以让电网中的电动势V与dq坐标系中的q轴保持相同的方向，也就是说q轴的方向按矢量V的方向来确定，定义有功电流为q轴方向上的电流分量而定义无功电流为滞后矢量V相角的轴方向上的电流分量。图3.1三相坐标系与dq同步旋转坐标系位置关系通过上面描述的背靠背PWM变流器在三相静止对称坐标系ABC中建立的数学模型可以转化为在旋转坐标系dq下的模型，两种不同的坐标系统的位置关系如图3.1所示。在等量变换的前提下，ABC三相坐标系到dq坐标系的转换矩阵如下：QUOTE(3-9)它的逆矩阵为QUOTE(3-10)上式中，为dq坐标系的旋转角速度。将三相静止对称坐标系ABC下的变量转化为旋转坐标系dq下的各个分量，有QUOTEXqXd=KXa在上式中，X代表电路中各处相对应的电流和电压变量。对应开关函数，相应的坐标变换为QUOTESqSd=KSa由上面各式联立可得QUOTEuq=-Riq-Ld在上式中，QUOTEuquq,QUOTEudud分别表示交流系统侧电压q轴和d轴分量;QUOTEeqeq,QUOTEeded分别表示变流器交流输出电压q轴和d轴分量由于在三相电网中电压是平衡的，则三相电压在旋转坐标系dq下为QUOTEuqud=Kua由旋转坐标系dq中瞬时功率理论可得QUOTEp=32uqiq(3-15)QUOTEq=32uqid用标幺值可以表示为QUOTEp=uqiq+u(3-16)QUOTEq=uqid-u当QUOTEud=0ud=0时，有功功率QUOTEp=uqiqp=uqiq，无功功率QUOTEq=当QUOTE=0，即三相电网电压平衡时，式(3-16)具有明确的物理意义，假设当交流系统足够大时，QUOTE为恒定值，可以得出交流侧有功功率只与q轴电流成正比，无功功率只与d轴电流成正比。所以可以分别把QUOTE称为有功电流,把QUOTE称为无功电流。则由上述可知，QUOTE和QUOTE分别为交流电流两个独立的分量，虽然由式(3-16)知QUOTE是P的变量，但是在实际控制系统中要想知道QUOTE的数值，只需要根据无功定值计算出来即可，因此可以认为变流器侧的有功功率只与QUOTE有关。所以这种旋转坐标系dq模型中无功功率和有功功率是解耦的。又由于在正常运行时损耗远远小于有功功率的传输值，因此有功功率与的关系可以看作是线性的，非常有利于稳态控制器的设计。以上讨论了VSC(三相电压型PWM变流器)的旋转坐标系dq模型的建立。对于三相交流对称系统，稳态时旋转坐标系dq模型的d、q分量均为直流变量（只考虑交流的基波分量）。另外，由于选取的dq坐标系的参考轴方向为q轴与电网电动势矢量重合，则q轴电流表示电流的有功分量，d轴电流表示为电流的无功分量，在这种情况下，可以更好的控制有功分量和无功分量。3.3中间直流环节的数学模型式(3-17)是对直流滤波电容C储存能量的计算公式：QUOTEW=12W=12CQUOTEUdc2Udc2(由图3.2可知背靠背双PWM功率的流动方向。图3.2双PWM功率流向图图3.2中为有功功率，是由机侧的发电机发出的，为输出功率，是由网侧的PWM变流器发出的；是有功功率，这些能量储存于电容器之中（不考虑电容损耗时）;为直流输出功率，是由机侧的PWM变流器发出的，为负载功率，是直流输出功率，由网侧的PWM变流器发出。QUOTEPc=dWdt=1又由于：QUOTEPc=Pdc1-P由(3-18)和（3-19）可得：QUOTE12CddtUdc对于网侧PWM变流器，当忽略功率器件的损耗和线路的损耗时，运用交流侧与直流侧功率平衡的关系可以得到:QUOTEPdc2=Pg=3对于机侧PWM变流器，当忽略功率器件的损耗和线路的损耗时，运用交流侧与直流侧功率平衡关系可以得到:QUOTEPdc1=Pr=32式(3-20)中由于含有直流电压的平方项，不利于以直流电压作为被控量的控制系统的设计，在这种情况下，可以定义一个新变量U。令:QUOTEU=Udc2U=Udc将式(3-23)代入式(3-20)可得:QUOTE12CddtU=P3.4网侧PWM变换器控制策略3.4.1电网电压定向矢量控制将三相静止坐标系ABC下的PWM变流器的数学模型变换变换到两相同步QUOTE（3-25）两相同步旋转dq坐标系中变换后得到三相变流器在两相dq坐标系中的数学模型为:QUOTEdiddtdiq上式中:QUOTEQUOTE,QUOTE是开关函数QUOTE变换到坐标系dq中的d,q轴与之相对的开关函数。控制网侧PWM变流器的目标是:(a)输出的直流电压保持恒定并且要具有比较优良的动态响应的能力;(b)保证网侧的输入电流为正弦波，可以调节功率因数，最大值为1。所以控制网侧PWM变流器的关键是对输入电流进行有力的控制。从原理上来说，网侧PWM变流器是一个关于交流（AC）电能、直流（DC）电能之间相互转化的能量变换系统，由于电网正常运行时电压基本保持恒定，要想有效的控制能量流动的速度和大小主要靠对输入电流实施快速、敏捷、有效的控制。式(3-26)所表示的输入电流满足下式:QUOTELdiddt=-Ri设变换器交流侧输出电压为：QUOTEvd=Sdudc则式(3-27)可以写成:QUOTELdiddt=-Ri由上式(3-29)可得，网侧PWM变流器的q轴电流和d轴电流之间存在着交叉耦合，而且d轴通道上还存在电网电压的常值干扰，直流侧的负载电流也是d轴通道上的一种扰动，由于这些耦合和扰动的存在，客观上增大了控制系统设计的困难。所以需要找到一种能解除q轴电流和d轴电流之间的交叉耦合和消除电网电压扰动的控制方法。令:QUOTEvd'=-vd+则式(3-29)可变为式(3-31)。QUOTELdiddt+Ri由式（3-31）可知，引入LQUOTE与LQUOTE可以实现对耦合的解除，与此同时引入QUOTE,QUOTE（电网扰动电压）来进行前馈补偿，从而可以实现对d、q轴电流的独立控制，从而系统的动态性能可得到提高。上述算法比较复杂，为了对其进行简化，可以控制两相坐标系的d轴的方向与电网电压矢量QUOTE的方向相同，则电压的d，q分量分别为:QUOTEud=umuq式(3-32)中QUOTEumum为电网中相电压的幅值。两相旋转同步坐标系dq下，有功功率的大小和无功功率的大小分别如下:QUOTEP=32uqiq上式中，当PWM变流器工作于整流状态时，P大于0，从电网吸收能量;当PWM变流器工作于能量回馈的状态时，P小于0，向电网输出能量。在相对于电网时，PWM变流器如果呈感性，则Q大于0，吸收滞后的无功电流;在相对于电网是，PWM变流器如果呈容性，则Q小于0，吸收超前的无功电流。由电路的拓扑结构我们可以知道，当交流一侧的输入功率比负载的消耗功率大的时候，剩下的功率会导致直流一侧电压的增大;当负载的消耗功率比交流一侧的输入功率大的时候，电容的电压会随之减小。由于PWMd轴电流的大小与输入至交流一侧的功率关系是正比关系，所以可以控制电容电压，用调节电压的输出的量当作d轴分量电流(有功电流)的给定值，它反映了PWM变流器的输入电流幅值的大小。图3.3网侧变流器控制框图网侧PWM变流器的控制框图如图3.3所示。根据d轴电流给定值和需要的功率因数，可以得到q轴电流给定值。单位功率因数时，等于0，则恒等于0。网侧仿真模型如下图图3.4网侧变流器并网控制模型3.5机侧PWM变流器控制策略3.5.1永磁同步电机数学模型为了得到永磁同步发电机在两相同步旋转坐标系dq下的电压方程、磁链方程和转矩方程,作以下假设：认为磁路为线性，既没有饱和现象，又没有涡流效应;忽略漏感;认为永久磁体的磁场沿气隙周围呈正弦规律分布;以下三式分别为电压方程、磁链方程和转矩方程：QUOTEusd=dsddt+QUOTEsd=Lsdisd+QUOTETeTe=QUOTE32p(sdisq-sq式中:QUOTEQUOTE、QUOTE为电机端电压d,q轴分量;QUOTEQUOTE、QUOTE为定子磁链d、q轴分量;QUOTEQUOTE、QUOTE为定子电流d、q轴分量;QUOTEQUOTE为转子磁链，为电角速度;QUOTEQUOTE、QUOTE为d、q轴同步电感；Te为电磁转矩，p为电机的极对数。3.5.2永磁同步电机转子磁场定向矢量控制原理从20世纪70年代开始，交流同步发电机调速系统的矢量变换控制技术快速的发展起来。通过矢量的坐标变换可以使交流同步发电机获得像直流同步发电机那样比较好的动态调速特性，于是这种控制方法就变成了交流同步发电机获得理想调速性能的一个非常重要的方法。当标准的三相交流电流（AC）通过一个三相绕组时就能够产生一个不断旋转的电流，而且这个旋转电流的转速和交流电流的频率(f)是相同的，它的幅值是其中一相电流幅值的1.5倍，这个电流(或磁场)是一个既有方向、又有大小而且大小可改变的物理量，被称为电流矢量(或磁场矢量)，只需要改变交流电流的幅值、相序、频率以及相位，就可以很便捷地控制这个电流矢量（磁场）的大小、转向和在空间内的相对位置。而且这个磁场矢量是和一个单一的直流线圈（可旋转）产生的磁场是相等效的。通过控制线圈的转速、位置、转向来改变磁场的变化。也就是说，静止的三相对称交流电所产生的磁场和旋转的直流电流所产生的磁场等效。通过坐标变换理论和电机统一理论，把交流同步发电机的定子电流分解成坐标转矩电流分量和与之相垂直的磁场定向坐标的磁场电流分量，把固定坐标系转换成为旋转坐标系解除耦合后，交流量的控制变为直流量的控制便等同于直流同步发电机，可以使交流同步发电机拥有像直流同步发电机那样的控制性能。通过上述分析我们可以知道，在电机中，可以用三相交流电来控制它所产生的旋转磁场矢量，将这个旋转矢量的概念加以推广，就可以得到电压矢量、电流矢量、磁场矢量等等。通过对交流电流的控制来达到控制目标矢量空间的位置就是所谓的矢量控制。永磁同步发电机转子磁场定向即为将转子磁链方向定为同步坐标系d轴，可得到两相静止坐标系中a轴与定子a相绕组的垂直的方向对齐，同步旋转坐标系中d轴与转子磁链方向对齐，则空载电势与q轴对齐。-和d-q坐标系下的相量图如图3.5所示，其中为转子位置角，大小为。本文设转子磁链，同步电感、为恒定，把式(3-34)和(3-35)联立起来消去磁链，就可以得到永磁同步发电机的电流方程如下：QUOTELsdisddt=在上式中，空载电势QUOTE把式(3-35)和(3-36)联立起来，可得到电磁转矩方程为:QUOTETeTe=QUOTE32p[fisq+(L图3.5-和d-q坐标系下永磁同步电机的向量图3.5.3id=0控制策略所谓的id=0控制指的就是将永磁同步电机d轴的电流保持为0，这是永磁同步电机非常常用的控制策略。把QUOTE=0代入到式(3-38)中，则电磁转矩的方程可转变为：QUOTETe=32pfid=0控制的优点非常明显，在认定转子磁场一直保持不变的情况下，则电磁转矩和定子电流成正比，即电磁转矩和q轴的电流为线性关系，在这种情况下，电机转矩控制环节得以简化。在转矩指令已知的情况下，电机dq轴电流如下:QUO