一种抑制系统漏电流非隔离型三电平逆变器中点平衡载波调制算法

一种抑制系统漏电流非隔离型三电平逆变器中点平衡载波调制算法王付胜;李祯;付航;滕云亮【摘要】Toreduceleakagecurrentandbalanceneutral-pointtogether,firstlyanalyzesthemechanismofleakagecurrentofsystemandtheeffectoftraditionalmodulationstrategyonleakagecurrent.AndthenbasedontheLMZVMcarrier-basedpulsewidthmodulation,thispaperproposesacarrier-basedpulse-widthmodulationLMP/NSVMwithzero-sequencevoltageinjection.Underthenon-unitypower-factoroperation,thispaperchoosestheLMP/NSVMorLMZVMmodulationstrategybasedonthedcsidemidpointminimumcharge.ComparedwithLMSVMmodulationstrategy,theNPpotentialisadjustedfasterandthesteadyfluctuationissmallerusingtheLMP/NSVMproposedinthispaper.TheleakagecurrentofthesystemisbasicallythesameastheLMSVMandisbetterthanthetraditionalSVPWMmodulationstrategy.Andthealgorithmfromtheangleofcarrier-basedpulsewidthmodulationisextremelysimpletorealize.Eventuallytheeffectivenessoftheproposedmodulationstrategyisverifiedbycomparingitsresultswithtraditionalthreemodulationstrategies.%为了同时解决漏电流和中点平衡这两个问题，首先分析系统漏电流产生的机理以及传统调制策略对漏电流的影响，并且在大中零矢量调制(LMZVM)算法的基础上提出一种基于零序电压注入的大中正负小矢量调制(LMP/NSVM)算法•在非单位功率因数的情况下，根据直流侧中点总电荷量最小而选择LMP/NSVM或LMZVM策略，与大中小矢量调制(LMSVM)策略相比，本文提出的LMP/NSVM算法中点电位调节速度更快、稳态波动更小•系统漏电流与LMZVM基本相同并且优于传统的SVPWM,而且是基于载波思想实现的，算法简单、易于实现，因而该调制策略具有一定的工程应用价值•最后，与传统的三种调制策略实验结果对比,验证了理论分析的正确性与有效性.期刊名称】《电工技术学报》【年(卷)，期】2017(032)0z2【总页数】11页(P128-138)【关键词】三电平;漏电流;中点钳位;载波脉宽调制算法【作者】王付胜;李祯;付航;滕云亮【作者单位】合肥工业大学电气与自动化工程学院合肥230009;合肥工业大学电气与自动化工程学院合肥230009;合肥工业大学电气与自动化工程学院合肥230009;合肥工业大学电气与自动化工程学院合肥230009【正文语种】中文【中图分类】TM46光伏发电是未来世界电力的主要来源之一［1］，随着光伏系统容量的增加，对逆变器成本、效率、可靠性的要求越来越高。非隔离型三相三电平逆变器耐压等级高、输出电压畸变率低、谐波含量小［1］，并且省去了笨重的工频或复杂的高频变压器，系统的结构变得简单，体积小、成本低、效率高，因此，在光伏并网发电系统中得到广泛的应用［2-5］。三电平逆变器的调制策略主要分为空间矢量调制(SpaceVectorModulation,SVM)和载波脉宽调制(CarrierBased-PulseWidthModulation,CB-PWM)两种。前者通过扇区判断和大量几何运算求出每一个基本矢量的作用时间，然后再按照一定顺序产生输出脉冲，计算和实现复杂；后者通过调制波和三角载波比较产生输出脉冲，计算简单、易于实现。已有研究表明，当向调制波注入特定的零序电压时，SVM与CB-PWM之间可以实现完全统一［6,7］。非隔离型三电平逆变器中点电位平衡问题一直是学者们研究的热点和难点。在理想的情况下中点电压为直流侧的一半，但由于电容参数不匹配、三相不平衡运行等原因造成中点电位不平衡，从而导致输出电压中含有低频谐波，严重时会损坏开关器件［8］，因此，要确保三电平逆变器长期、可靠的运行，必须有效控制中点电位的平衡。目前，已有大量文献对中点电位产生不平衡的机理和平衡方法进行研究，其中改变调制算法控制中点电位的平衡最具吸引力［9-14］。文献［11,12］分别提出空间矢量脉宽调制和基于零序电压注入的载波脉宽调制算法，两者都深入分析了每一个空间矢量对中点电位的影响，并通过分配冗余小矢量的作用时间实现中点电位的平衡。然而，随着调制深度升高，小矢量的作用时间减少甚至为零导致中点电位控制能力逐渐下降［15,16］。文献［13,14］提出一种新颖的虚拟矢量调制策略，克服了文献［11,12］的缺点，能够在全范围内实现中点电位的平衡，但存在开关频率较高谐波特性较差等缺点。非隔离型三电平逆变器具有体积小、成本低和效率高等优点，受到国内外学者的广泛关注。然而，由于省掉了系统变压器导致光伏系统和电网之间存在电气连接，从而引发系统高频漏电流问题，高频漏电流的产生带来传导和辐射干扰，进网电流谐波和损耗增加［17-20］。文献［11-14］提出的调制策略在一定条件下能够有效控制中点电位的平衡，但系统漏电流较大。因此，已有大量文献对漏电流的产生和抑制方法进行研究，文献［21］提出一种大中零矢量调制(LargeMediumZeroVectorModulation,LMZVM)。该算法的共模电压幅值较小和频率较低，从而有效抑制了系统漏电流。但是，缺少小矢量对中点电位的调节，中点电位的平衡主要靠系统的自平衡能力。当开关频率较低、控制延迟较大时系统的自平衡能力较弱［22］，中点电位发生偏移导致系统不能稳定运行。文献［23］在单位功率因数情况下提出一种LMZVM和大中小矢量调制(LargeMediumSmallVectorModulation,LMSVM)的混合空间矢量调制策略，该策略中系统漏电流较小，具有一定的中点电位控制能力。在每个扇区内，通过选择临近的对共模电压影响较小的一个正或负小矢量控制中点电位平衡，因此，在每个扇区内只能单方向调节中点电位，中点电位调节速度有限，稳态波动较大，并且是基于矢量思想实现的，需要通过扇区判断和大量几何运算求出每一个基本矢量的作用时间，计算和实现过程复杂。针对非隔离三电平逆变器共模电压引起的漏电流问题和中点电位的平衡问题，本文首先分析了系统漏电流产生机理以及传统调制策略对漏电流的影响，并且在LMZVM算法的基础上提出一种大中正负小矢量调制(LargeMediumPositive/NegativeSmallVectorModulation,LMP/NSVM)与LMZVM的混合载波脉宽调制算法。在非单位功率因数的情况下，本文根据直流侧中点总电荷量最小而选择LMP/NSVM或LMZVM策略，与LMSVM策略相比，本文提出的混合载波脉宽调制算法中点电位调节速度更快、稳态波动更小，而且是基于载波思想实现的，算法简单、易于实现，系统漏电流与LMSVM基本相同并且优于传统的SVPWM策略，因而该调制策略具有一定的工程应用价值。最后，实验结果验证了理论分析的正确性与有效性。1.1非隔离型中点钳位三电平逆变器漏电流产生机理非隔离型中点钳位(NeutralPointClamped,NPC)型三电平逆变器拓扑结构如图1所示。规定箭头方向为三相电网电流和中点电流inp的正方向，CPV+为光伏电池板阳极对地寄生电容，CPV-为光伏电池板阴极对地寄生电容，CPV+~CPV-=CPV,电容与外部环境条件和光伏电池板尺寸结构等因素有关，一般在50~150nF/kW左右［24］。电池板负、正极漏电流iL1、iL2分别为由于寄生电容很小，仅有高频电压信号能在其上面产生较大的漏电流，因此产生低频电压UC1、UC2的直流侧电容C1、C2可在漏电流通路中当作短路，即UON=（UPV++UPV-）/2。因此，漏电流的表达式为由式（3）可知，降低N和O两点之间的电压变化率dUON/dt能够有效抑制系统漏电流，当一个载波周期内共模电压幅值变化频率相同时，dUON/dt仅与UON有关，下面具体分析UON与哪些因数有关。结合图1并根据基尔霍夫电压定律可得式中，UaN、UbN、UcN分别为a、b、c三相桥臂输出电压；ULa、ULb、ULc分别为三相电感电压。考虑到电网的三相对称性，三相电网电压与电感电压之和分别为零（ea+eb+ec二ULa+ULb+ULc=O）。因此由式（4）可得共模电压UCM为直流母线电压UDC=Udc1+Udc2，定义开关函数Sk为式中，Sx1、Sx2、Sx3、Sx4（x=a,b,c）为图1中的x相开关管。令直流母线总电压UDC=Udc1+Udc2，当开关函数Sk=1时，此时输出电平UkN=UDC/2，记为P；同理Sk=0时，输出电平为0,记为O;Sk=-1时，此时输出电平为-UDC/2，记为N。由式（5）和式（6）可得UCM二UDC（Sa+Sb+Sc）/6，可见，共模电压与开关函数有关，而开关函数主要取决于调制策略。下面具体分析传统调制策略对共模电压的影响。1.2传统调制策略对漏电流的影响根据式（3）和式（4），传统三电平空间矢量对共模电压幅值影响见表1。中矢量和零矢量的共模电压幅值为零，零矢量共模电压幅值最大。采用传统SVPWM策略时共模电压幅值较大和频率较高导致系统漏电流较大，降低光伏并网系统的安全性和可靠性［23］。由式(1)可知，降低系统共模电压的幅值和频率能够有效抑制共模电压的变化率，从而有效减小系统漏电流。LMZVM策略在抑制系统漏电流方面效果突出［21］，对应的三电平空间矢量如图2所示，分为I~XU扇区共12个，有13个矢量，分别为1个零矢量、6个中矢量和6个大矢量。当参考电压矢量位于扇区I并采用LMZVM策略时，对应的开关序列与共模电压如图3所示。由图3可知，在每个控制周期Ts内共模电压幅值变化两次，|UCM|最大为Udc/6。显然,LMZVM策略的共模电压幅值和频率较小，从而有效抑制了系统漏电流。然而由于缺少小矢量对中点电位的调节作用，当中点电位发生偏移时系统不能稳定运行，因此有必要提高该调制策略的中点电位控制能力。文献［23］在LMZVM的基础上提出一种LMSVM与LMZVM的混合空间矢量调制策略。该策略选取表1中|UCM|二Udc/6的小矢量控制中点电位平衡，对应的空间矢量图如图4所示，共有19个矢量，分别为6个大矢量，6个中矢量，6个小矢量和1个零矢量。定义中点电位Unp=(Udc1-Udc2)/2，在小矢量和中矢量作用下，直流侧中点电流见表2。由表2可知，当中点电流大于零时，对应的矢量降低中点电位，反之升高中点电位。LMSVM仅考虑了单位功率因数情况下中点电位的平衡，当参考电压矢量Vref位于扇区I时，由表2可知，中点电流ia>O,icvO,因此矢量V14升高中点电位，V13降低中点电位。当Unpv0且Vref位于扇区I中区域1与2时选择小矢量V14升高中点电位，对应的开关序列与共模电压分别如图5和图6所示。由图5和图6可知，在每个控制周期内共模电压幅值变化2或4次，共模电压幅值由-Udc/6到0。同理，当Unp>0且参考电压矢量位于扇区口时，选择小矢量V13降低中点电位，其共模电压幅值和频率的变化规律与扇区I相同。因此,LMSVM策略在扇区I、IV、V、V皿、IV和XX只能降低中点电位，其余扇区升高中点电位。由上述分析可知,LMSVM共模电压幅值与LMZVM相同，但共模电压频率略大于LMZVM，同时具有一定的中点电位控制能力，因此,LMSVM基本保持了LMZVM策略的低共模电压特性，系统漏电流较小。但是，LMSVM策略只有一半的扇区控制中点电位的平衡，中点电位的调节速度有限，稳态波动较大，而且该调制策略是基于矢量思想实现的，需要通过对扇区判断和大量几何运算求出每一个基本矢量的作用时间，实现过程复杂。同时，在非单位功率因数情况下，LMSVM策略中点电位平衡的控制能力下降，下文会给予相应的证明。本文在载波脉宽LMZVM算法的基础上提出一种LMP/NSVM策略及其载波实现方法，LMZVM策略的载波实现采用鞍形波与反相载波比较产生12路驱动信号，三相鞍形波Va、Vb、Vc与反相载波比较如图7所示，定义Vmax、Vmid、Vmin分别为三相鞍形调制波中的最大值、中间值和最小值，鞍形波的最大特点是保证任意时刻|Vmax|=|Vmin|，从而保证图3中的输出电压A相由O-P跳变的同时C相由O-N跳变或A相由P-0跳变的同时C相由N-O跳变。设在鞍形波的基础上叠加一定零序分量V0后LMP/NSVM对应的三相调制波为LMP/NSVM的空间矢量图与LMSVM相同如图4所示。为了有效控制非单位功率因数情况下的中点电位平衡，下面首先以扇区I和电流超前电压45。为例分析四种矢量的合成思想与零序分量的求法。扇区I和口的空间矢量如图8所示，当参考电压矢量位于扇区I时，电流矢量位于扇区口，由表2可知矢量V13降低中点电位，矢量V14与V2均升高中点电位。采用LMP/NSVM策略得到的开关函数用Ski（k=a,b,c）表示，当中点电位大于零且参考电压矢量位于图8中的区域hi或h4时，三相调制波Va>0>Vb>Vc,由LMZVM到LMP/NSVM的矢量演化过程如图9所示。由图9可知，在每个控制周期中，共模电压变化4次，共模电压|UCM|二Udc/6，共模电压大小与频率同LMSVM策略相同；将LMZVM开关序列中的大矢量（PNN）作用时间与零矢量（000）的一部分作用时间分配给小矢量（P00）得到LMP/NSVM的矢量合成顺序：OOO—POO—PON—POO—OOO,增加的小矢量（P00）能够降低中点电位从而实现中点电位的平衡，同时B相输出电压始终为O电平，因此只需保证B相调制波为0,叠加的零序分量V01为同理，当中点电位大于零而且参考电压矢量位于图8中区域h2或h3时，由LMZVM到LMP/NSVM的矢量演化过程如图10所示。由图10可知，LMP/NSVM的共模电压变化规律与图9相同。将LMZVM开关序列中的零矢量（OOO）作用时间与大矢量（PNN）的一部分作用时间分配给小矢量（POO）得到LMP/NSVM的矢量状态合成顺序：POO—PON—PNN—PON—POO，增加的小矢量POO能够降低中点电位从而实现中点电位的平衡；同时A相输出始终为P电平，因此只需保证A相调制波为1,三相鞍形波叠加的零序分量V02为由式（6）与式（7）可知，当零序分量大于零时，为了保证叠加零序分量后LMP/NSVM的三相调制波不越界，零序分量V0取式（5）和式（6）中的较小值。同理可知，当中点电位小于零而且Vref位于图8中的区域h1、h2或h3、h4时，由LMZVM到LMP/NSVM的矢量演化过程分别如图11和图12所示。图11和图12中LMP/NSVM的开关序列分别与图5和图6中的LMSVM相同，因此，LMP/NSVM策略包含LMSVM策略。图11和图12中LMP/NSVM都增加小矢量（OON），升高中点电位从而控制中点电位的平衡，由图11中LMZVM到LMP/NSVM的开关序列演化过程可知，A相开关函数Sa1由O-P的同时B相开关函数Sb1由O-N,因此只需要保证叠加零序分量后LMP/NSVM的A相与B相调制波的绝对值相等，叠加的零序分量为图12中LMP/NSVM开关序列的C相始终输出N电平，因此，零序分量为当零序分量小于零时,零序分量取式（8）和式（9）中的较小值能够保证LMP/NSVM策略的三相调制波不越界。扇区IV、V、V皿、IX和口的零序分量与扇区I相同，扇区口、皿、VI、VU、X和XI零序分量的分析方法与扇区I相同，由于篇幅限制这里不再赘述。非单位功率因数情况下，电压矢量对中点电位的影响是不确定的，例如电流超前电压45。且Vref位于扇区口时，小矢量（P00）对应的中点电流ia有可能大于零或小于零，该矢量对中点电位的影响是不确定的。因此，为了有效控制非单位功率因数情况下中点电位的平衡，本文根据中点电位总电荷量最少选取恰当的零序分量。下面具体分析零序分量的选取原则，令直流侧电容C1=C2=C，则直流侧储存的电荷量为在一个控制周期内鞍形波向中点注入电荷量为[25]在不改变调制波符号的前提下，一个控制周期内四种零序分量V0k（k=1,2,3,4）向中点注入的电荷量为为了更好地控制中点电位平衡只需满足中点电位总电荷量Q最小，即由式（13）可知，若Q=Q0+Q1选择LMSVM，否则选择LMP/NSVM。综上所述，LMP/NSVM在每个扇区都能双向调节中点电位平衡，并且根据中点电位总电荷量最小选取恰当的零序分量能够有效控制非单位功率因数情况下中点电位的平衡。与LMSVM策略相比，LMP/NSVM策略的中点电位调节速度快、稳态波动小、计算简单、易于实现；系统漏电流与LMSVM相同并且小于传统SVPWM策略。3.1实验参数介绍为了验证LMP/NSVM策略具有较小的系统漏电流并且在非单位功率因数情况下具有较强的中点电位平衡能力，本文搭建了10kW的非隔离型三相三电平光伏并网逆变器样机实验平台，采用TMS320F28335DSP控制器完成正弦载波调制计算和系统采样，电压和系统漏电流通过横河示波器测量，具体实验参数见表3。定义N与O两点之间的电流为系统漏电流，正、负母线对地分别接0.056pF高压瓷片电容模拟太阳电池板的寄生电容，为了方便描述并比较实验结果，传统的SVPWM、LMZVM、LMSVM与本文提出的LMP/NSVM分别称为方法1、2、3和4。3.2实验结果为了验证非单位功率因数情况下LMP/NSVM策略对中点电位的平衡能力，本文在不同功率因数情况下并且在中点电位出现不平衡时，采用方法3与方法4进行对比实验。图13为方法3在不同功率因数情况下中点电位的恢复波形。由图13可知，方法3在p=0°,45°,60°时中点电位的调节时间分别为32ms,45ms与58ms，随着功率因数的降低小矢量对中点电位的影响具有不确定性，因此中点电位的调节时间增加。图14为方法4在不同功率因数情况下中点电位的恢复波形。由图14可知，方法4在p=0°,45°,60°时中点电位的调节时间分别为16ms,20ms与20ms，与方法3相比，在相同功率因数情况下方法4的中点电位调节速度快，更有利于系统稳定。图15为方法3在不同功率因数情况下中点电位的稳态波形。由图15可知，方法3在P=0°,45°,60°时中点电位的稳态波动分别为-2.5~2.5V、-4~4V与-5~5V,随着功率因数的下降，方法3对中点电位的控制能力下降，中点电位波动逐渐增大。图16为方法4在不同功率因数情况下中点电位的稳态波形。由图16可知，方法4在0=0°,45°,60°时中点电位的稳态波动分别为-1.5~1.5V、-2~2V与-2.5~2.5V,相比于方法3，相同功率因数情况下方法4的中点电位稳态波动更小，系统谐波含量较小。图17为单位功率因数情况下四种调制策略对应的共模电压与漏电流波形。由图17可知，方法1~4的共模电压幅值范围分别为-66~66V、-33~33V、-33~33V与-33~33V,系统漏电流幅值范围分别为-220~220MA、-100~100MA、-120~120MA和-120~120MA。由第1节、第2节分析可知，方法1的共模电压幅值与频率均高于其他三种调制策略，系统漏电流最大。方法2的共模电压频率最小，共模电压幅值与方法3、4相同并且都小于方法1，因而系统漏电流最小，但不具有主动中点电位平衡能力。方法3、4的共模电压幅值和频率相同，两者的系统漏电流基本相同，两者的共模电压幅值和频率都小于方法1，因此漏电流小于方法1，两者的共模电压频率略高于方法2导致系统漏电流大于方法2。针对非隔离三电平逆变器共模电压引起的漏电流问题和中点电位的平衡问题，本文采用非隔离型NPC三电平逆变器对四种调制策略进行对比实验，实验结果表明：方法1的系统漏电流最大，降低了系统的可靠性和安全性；方法2的系统漏电流最小，但不具有主动中点电位平衡能力，当中点电位发生偏移时系统不能稳定运行；方法3、4抑制系统漏电流的作用效果次之，两者的系统漏电流大小基本相同，并且都具有一定的中点电位平衡能力，与方法3相比，方法4的中点电位调节速度快，稳态波动小，更有利于系统稳定和降低系统谐波含量，同时方法4是从载波角度实现的，计算简单、易于实现。综合比较，方法4抑制系统漏电流与控制中点电位平衡能力较强，具有一定的工程应用价值。最后，通过实验验证了本文提出的载波脉宽LMP/NSVM算法理论分析的正确性和有效性。【相关文献】龚博，程善美,秦忆,等.基于载波的三电平中点电压平衡控制策略[J].电工技术学报,2013,28(6):172-177.GongBo,ChengShanmei,QinYi,etal.Athree-levelneutralpointvoltagebalancecontrolstrategybasedoncarriersofSPWM[J].TransactionsofChinaElectrotechnicalSociety,2013,28(6):172-177.ShangJian,WeiLiyun,ZargariNR,etal.PWMstrategiesforcommon-modevoltagereductionincurrentsourcedrives[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2014,29(10):5431-5445.XiaoHuafeng,LiuXipu,LanKe.Optimisedfullbridgetransformerlessphotovoltaicgrid-connectedinverterwithlowconductionlossandlowleakagecurrent[J].IETonPowerElectronics,2014,7(4):1008-1015.HouCC,ShihCC,ChengPT,etal.Common-modevoltagereductionpulsewidthmodulationtechniquesforthree-phasegrid-connectedconverters[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2013,28(4):1971-1979.BaranwalR,BasuK,MohanN.Carrier-basedimplementationofSVPWMfordualtwo-levelVSIanddualmatrixconverterwithzerocommon-modevoltage[J].IEEETransactionsonPowerElectronics,2015,30(3):1471-1487.BowesSR,LaiYS.Therelationshipbetweenspacevectormodulationandregular-sampledPWM[J].IEEETransactionsonIndustrialElectronics,1997,44(5):670-679.ZhouKeliang,WangDanwei.Relationshipbetweenspace-vectormodulationandthree-phasecarrierbasedPW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