偏磁的起因和消除方法

偏磁的起因和消除方法摘要论述了变变换器主变压压器产生偏磁磁的原因和偏偏磁电流建立立的过程，指指出了消除偏偏磁的方法。传传统的方法是是串入耦合电电容，本文指指出了这种方方法的局限性性，提出了新新的校正方法法。在一种采采用铁基微晶晶材料作主变变压器，功率率高达30kW的变换器中中，用文中所所提出的方法法进行校正，取取得良好的效效果。关键词词：变换器主变压器偏磁自动动校正TAbstracctTheccauseofmaagnetiic-shiiftoffmainntrannsformmeranndtheerisiingcoourseofmaagnetiic?-?sshiftcurreentissdesccribedd.Themethoodofelimiinatinngmaggneticc?-?shhiftiisinddicateed.Theeconvventioonalmmethoddiscconnecctingacouupledcapaccitorinseeries..Inthhispaaperttheauuthorssindiicatethelliminttationnoftthismmethodd,andpreseentanewoone.Aconveerterusinggmicrrocrysstalliinetrransfoormerwithitsppoweruptoo30kWWcorrrectsthemmagnettic-shhift,aandacchieveesgooodressults..Keywoords:CConverrterMaintranssformeerMagneetic-sshiftAutommaticcorreectionn1引言变换器主变变偏磁是一个个令人十分头头痛的问题。偏偏磁会使主变变和开关管的的功耗增大，主主变的机械噪噪声加剧(当开关频率率或调制频率率在听觉范围围时)，严重时还还会损坏开关关管。本文首首先简述产生生偏磁的原因因，接着指出出传统的消除除偏磁方法的的局限性，最最后提出一种种新的方法，并并给出实验结结果。2偏磁的起因因概括地说，变压压器的铁心偏偏磁是由于正正、反两个方方向的V-s面积不等所所造成的。当当变压器一次次侧受到交变变电压激励时时，铁心内磁磁链满足的方方程为(1)如图1所示，如如果u是对称方波波，当达到稳稳定状态时，磁磁链和磁化电电流都近似是是对称锯齿波波。正、负半半周磁链的变变化量分别为为(2)且有Δψ+=ΔΔψ-。在磁化曲曲线上，磁密密的摆动范围围关于原点对对称。这是我我们所期望的的理想工作状状态。如果激激励的幅度或或宽度受到扰扰动，造成正正、反两方向向V-s面积不等，即即Δψ+≠Δψ-，磁密的摆摆动范围就会会产生漂移。其其过程可用图图1说明。在图1中，原已达达到理想工作作状态，从第第3个周期开始始，正向激励励加宽，负向向激励减窄，造造成Δψ+＞Δψ-，磁链的摆摆动范围沿着着上值方向爬爬升。如果不不考虑电阻影影响，则Δψ+=E(dd+)Ts，Δψ-=E(d--)Ts经过一个开关周周期，磁链的的爬升量为Δψ+-Δψ--=2ETs图1Fig..1电阻压降iir的存在对新新的平衡状态态的建立起着着重大作用。事事实上，因为为偏磁，绕组组内建立起直直流磁化电流流Io，当达到Ior=2E时，就就达到新的平平衡状态，但但这时磁密的的摆动范围已已不再关于原原点对称。由于磁化化曲线是非线线性的，当偏偏磁严重时，铁铁心必将进入入单方向深度度饱和，造成成单向磁化电电流剧增，通通常在达到新新的平衡状态态之前，功率率管可能已经经损坏。至于引起正正、反两方向向V-s面积不等的的具体原因有有：①功率管开关关速度的差异异；②功率管通态态压降不同；；③各路信号传传输延迟不同同。除此此之外，如果果电路设计不不当或者安装装工艺欠妥，PWM调制器的反反馈信号上可可能会叠加有有开关频率的的纹波，使调调制器的输出出信号受到宽宽窄相间的附附加调制，从从而导致偏磁磁。电路的设设计者要尽可可能把调制信信号搞得“干净”些，以消除除这种附加调调制引起的偏偏磁。3抑制偏磁的的方法及分析析综上所述，由于于器件特性的的差异，在双双极性变换器器(如推挽、全全桥、半桥)中，偏磁或或多或少总是是存在的，并并且随着负载载的变化以及及温升等外部部因素的改变变，磁链的摆摆动范围还会会有缓慢的漂漂移。对对于频率较低低，功率较小小的变换器，由由于变压器绕绕组的阻值较较高，自平衡衡能力较强，可可以采用增加加铁心截面，或或使铁心保留留一定气隙，并并适当加大功功率器件的容容量，使偏磁磁的危害得到到抑制或缓解解。然而对于于大功率高频频变换器，以以上一些措施施不但经济上上不合算，而而且很难奏效效。大功功率变换器多多采用全桥电电路。全桥电电路抑制偏磁磁的传统方法法是在主变压压器一次回路路中串入电容容器，如图2所示。电容容能自动消除除正、反两个个方向V-s面积的差异异。举例说，若VT1、VT4的通态压降比VT2、VT3的通态压降小，造成VT1、VT4开通时V-s面积比VT2、VT3开通时V-s面积要大，则在电容两端建立起左“+”右“-”的电压VC，使得VT1、VT4开通时加在变压器一次侧的电压为(E-VC-V1、4)，而VT2、VT3开通时加在变压器一次侧的电压为(E+VC-V2、3)(其中V1、4、V2、3为VT1、VT4和VT2、VT3的通态压降)，直到两个方向的V-s面积相等，VC便稳定下来。图2Fig..2然而进一步的分分析表明，在在图2所示全桥电电路中，由于于正、反两个个方向电压幅幅度不等而引引起的偏磁，串串入电容能完完全消除，但但正、反两方方向脉冲宽度度不同而引起起的偏磁，串串入电容后，虽虽受到很大抑抑制，但并不不能完全消除除。这是因为为主变压器的的工作状况还还要受到二次次侧输出电流流的影响。当当滤波电感Lo充分大时，可可将输出电流流视为平稳直直流(大多数无滤滤波电容的DC/DC变换器都满满足这个条件件，尤其是在在重负载时)，二次电流流呈平顶波，且且正、负幅值值相等。如果果正向(VT1、VT4开通)脉冲加宽，负负向(VT2、VT3开通)脉冲减窄，则则主变压器一一次电流如图图6g所示波形。其其中，Io/n是折算到一一次侧的负载载电流，斜升升分量是磁化化电流。串入入电容后，A-s必须平衡，即即一次总电流流的平均值必必须为零。然然而由于一次次侧负载电流流的正、负脉脉宽不等，而而正、负幅值值相同，故负负载电流的平平均值不为零零。由此可以以断定磁化电电流的平均值值亦不为零。可可以推得，一一次磁化电流流的平均值为为(3)电容的平均电压压为(4)若=0时，当时时，就达到平平衡，且有IMo=0，即无直流流磁化。若≠≠0，就会有直直流磁化，且且负载越重，偏偏磁越严重。例例如，若负载载电流Io/n=500A，正常磁化化电流峰值占占负载电流的的2%，即IM=1A，若宽度扰扰动量为/TT=0.5%%，则由式(3)可算得IMo=0.55A。可见即使使脉冲宽度的的扰动量只占占开关周期的的0.5%，也会引起起显著的偏磁磁。图3是用PSPICCE模拟所得结结果。得到图图3的条件为：：/T=0..5%，开关频率f=20kkHz，n=4。图中ID(VT1)(一次正向电电流)显然小于ID(VT2)(一次负向电电流)。尽管正、负负电流相差不不大，但足以以产生严重偏偏磁。图中负负向磁密峰值值约为0.38220T，而正向磁磁密峰值仅约约为0.21660T，已严重偏偏离对称的理理想状态。］］图3Fig..3许多实际工工作者以为半半桥电路不会会产生偏磁，其其实不然。半半桥电路的分分压电容对偏偏磁的抑制作作用与图2中的串联电电容是一样的的。本节所述述结论对半桥桥电路同样适适用［2］。4消除偏磁的的新方法要想使铁心工作作在理想状态态，即磁链的的摆动范围关关于原点对称称，必须检测测主变压器一一次磁化电流流在时刻t1、t2之值i1m(t1)、i1m(t2)，并保证i1m(t1))+i1m(t2)=0(5)成立。磁化电流流不易单独测测得，在Lo充分大的情情况下，由于于负载电流的的正、负幅值值相等(见图4)，式(5)可用I1(t1)++I1(t2)=0(6)代替。只要保证证式(6)成立，铁心心就自然进入入理想工作状状态。图4Fig..4电流型PWWM控制器能自自动满足式(6)，但桥式电电路采用电流流控制模式存存在着一些困困难，如电流流脉冲顶部的的斜率不够，容容易造成PWM调制器不稳稳等。实际上上可行的办法法是用电压控控制模式决定定脉冲的基本本宽度，而通通过检测I1(t1)+I1(t2)之值对脉冲冲宽度进行微微调，示意图图如图5。图中，1是电流传感感器；2是电压控制制型PWM调制器；3、4是采样保持持器；5是加法器；6是PID调节器；7是脉冲宽度度微调电路。7构成一个零零误差系统。采采样脉冲与电电流波形的相相对位置如图图4所示。如果果正、负电流流的后沿值不不等，则5之输出不为为零，经PID放大后送入7，对脉宽进进行修正，自自动使式(6)得到满足。作作者在功率达达30kW，开关频率率为20kHz，用铁基微微晶材料作主主变压器铁心心的变换器中中，用图5方案进行校校正，取得良良好结果。实实验表明，这这种方法温度度稳定性好，恰恰当选择电路路参数，可获获得良好的动动态响应，无无论负载怎样样突然改变，校校正电路都能能快速响应。图5Fig..55结论(1)传统的串串入隔直流电电容的办法并并不能完全消消除偏磁，在在设计主变压压器时仍然不不得不采取一一些抗饱和的的措施，如降降低磁密，垫垫入气隙等。用用本文所提出出的方法，则则可把磁密的的摆动范围保保持在关于原原点对称，因因而设计主变变压器时可取取较高磁密值值，从而减小小主变压器的的体积和重量量。(2)串入主回路路的电容通过过全部的高频频电流，电容容温升高，可可靠性差。用用本文所提出出的方法，不不用电容，去去掉了一个故故障源，对提提高整机可靠靠性大有好处处。附录式(3)、(4)的推导首先将图2简化成图6a。其中L是主变压器器励磁电感，r是一次绕组组的电阻，负负载用电流源源表示。开关关Q位于“1”时定义为正正向。电路的的方程为图6Fig..6为简化计算算并得到明析析的结果，我我们作以下一一些假定：(1)假定图2中之Lo充分大，反反映到一次侧侧的电流I可看成是平平顶波。(2)因为励磁电电感L与隔直流电电容C的振荡周期期比开关周期期大得多，在在不考虑铁心心非线性的情情况下，可以以假定磁化电电流iL是线性函数数。由此可以以写出，在正正向励磁期间间E=E+II=Io/n在负向期间E=E-II=-Io/n式中Io——负载电流n—变比IM+，IM-—正向和负向向磁化电流的的峰值(3)假定在间歇歇期内，电容容电压VC保持恒定。因因为一次漏感感的储能很快快被电源和负负载吸收，对对电容的放电电无重大影响响。根据据以上假定，由由式(附1)之第一式，可可求得第K个半周期末末的电容电压压第K+1个半周周期末的电容容电压稳定时，A-ss必须平衡，即即有VK-1=VK+1，于是是有从中可得(附2)(IM++IMM-)/2是励磁期间间的平均电流流，而一个周周期的平均电电流(附3)由式(附11)之第二式，可可得正向励磁磁期间磁链增增量负向励磁期间磁磁链增量稳定时，V-ss必须平衡，即即Δψ++Δψ-=0，故有电容的平均电压压由式(附1)之之第二式,可得经整理,