毕业设计-高精度cmos带隙基准源的设计

毕业设计一高精度cmos带隙基准源的设计兰州交通大学毕业设计(论文)摘要基准电压源是模拟电路设计中广泛采用的一个关键的基本模块。所谓基准电压源就是能提供高稳定度基准量的电源，这种基准源与电源、工艺参数和温度的关系很小，但是它的温度稳定性以及抗噪性能影响着整个电路系统的精度和性能。本文的目的便是设计一种高精度的CMOS带隙基准电压源。本文首先介绍了基准电压源的国内外发展现状及趋势。然后详细介绍了带隙基准电压源的基本结构及基本原理，并对不同的带隙基准源结构进行了比较。接着对如何提高带隙基准的电源抑制比以及带隙基准电压源的温度补偿原理进行了分析，还总结了目前提高带隙基准电压源温度特性的各种方法。在此基础上运用曲率校正、内部负反馈电路、RC滤波器、快速启动电路，设计出了具有良好的温度特性和高电源抑制比的带隙基准电压源电路。最后应用HSPICE仿真工具对本文中设计的带隙基准电压源电路进行了完整模拟仿真并分析了结果。模拟和仿真结果表明，电路实现了良好的温度特性和高电源抑制比，0℃〜100℃温度范围内，基准电压温度系数大约为11.2ppm/℃,在1Hz到10MHz频率范围内平均电源抑制比(PSRR)可达到-80dB,启动时间为700s。关键词：带隙基准电压源；温度系数；电源抑制比；兰州交通大学毕业设计(论文)AbstractVoltagereferenceisthevitalbasicmodulewhichiswidelyadoptedinanalogcircuits.Itcansupplyavoltagewithhighstability.Thepowersupply,technicsparameterrandtemperaturehaslessereffetetothisvoltage.Itstemperaturestabilityandantinoisecapabilityinfluencetheprecisionandperformanceofthewholesystem.ThepurposeofthisarticleistodesignahighprecisionCMOSbandgapvoltagereference.Inthisarticle,thepresentsituationanddevelopmentaltrendofvoltagereferencestudiesbothathomeandabroadarepresented.Thestructureandprincipleofvoltagereferenceareanalyzedindetail,andthenthedifferentstructuresofbandgapvoltagereferencearecompared.Byanalyzingthepowersupplyrejectionratio(PSRR)andtheprincipleoftemperaturecompensation,themethodofimprovingthetemperaturecharacteristicissummarized.Thedesignofabandgapvoltagereferencecircuitwithhighpowersupplyrejectionratioandgoodtemperaturecharacteristiciscompletedbyapplyingcurvatureemendation,insidenegativefeedbacktechnology,RCfilterandfaststart-upcircuit.Atlast,thecircuitshavebeensimulatedwithHSPICEsimulationtools.Thesimulationresultsshowthat,thecircuitwithgoodtemperaturecharacteristicandhighpowersupplyrejectionratio,andatthetemperaturerangeof0℃to100℃,thetemperaturecoefficient(TC)isabout11.2ppm/℃.Inthefrequencyrangeof1Hzto10MHz,theaveragepowersupplyrejectionratioismorethan-80dBandithasaturn-ontimelessthan700s.KeyWords:bandgapvoltagereference;temperaturecoefficient;powersupplyrejectionratio;ii兰州交通大学毕业设计（论文）目录TOC\o"1-5"\h\z.绪论 1国内外研究现状与发展趋势 1课题研究的目的意义 2本文的主要内容 2.基准电压源的原理与电路 3基准电压源的结构 3直接采用电阻和管分压的基准电压源 3有源器件与电阻串联组成的基准电压源 4带隙基准电压源 6带隙基准电压源的基本原理 6与绝对温度成正比的电压 7负温度系数电压VBE 8带隙基准源的几种结构 8%的温度特性 11带隙基准源的曲率校正方法 14线性补偿 14高阶补偿 14本章小结 18.高精度CMOS带隙基准源的电路设计与仿真 19高精度CMOS带隙基准电压源设计思路 19核心电路 20提高电源抑制比电路 21.1负反馈回路 22・2RC滤波器 23快速启动电路及快速启动电路的控制电路 24快速启动电路的控制电路 24快速启动电路 26CMOS带隙基准电压源的温度补偿原理 26III兰州交通大学毕业设计（论文）TOC\o"1-5"\h\z高精度CMOS带隙基准电压源的电路仿真 29仿真工具的介绍 29核心电路的仿真结果 30电源抑制比电路的仿真结果 30快速启动电路的仿真结果 31整体电路的仿真结果 31本章小结 32结论 34致谢 35参考文献 36IV兰州交通大学毕业设计(论文).绪论基准电压源(ReferenceVoltage)是指在模拟电路或混合信号电路中用作电压基准的具有相对较高精度和稳定度的参考电压源。它的温度稳定性以及抗噪性能影响着整个电路系统的精度和性能。模拟电路使用基准源，或者是为了得到与电源无关的偏置，或是为了得到与温度无关的偏置，其性能好坏直接影响电路的性能稳定，可见基准源是子电路不可或缺的一部分，因此也可以说性能优良的基准源是一切电子系统设计最基本和最关键的要求之一。随着电路系统结构的进一步复杂化，对模拟电路基本模块，如A/D、D/A转换器、滤波器以及锁相环等电路提出了更高的精度和速度要求，这样也就意味着系统对其中基准电压源模块提出了更高的要求。另外，基准电压源是电压稳压器中的一个关键电路单元，它也是DC-DC转换器中不可缺少的组成部分；在各种要求较高精确度的电压表、欧姆表、电流表等仪器中都需要电压基准源⑴国内外研究现状与发展趋势近年来，国内外对CMOS工艺实现的电压基准源作了大量的研究，发表了大量的学术论文，其中的技术发展主要表现在如下几个方面。1)低电压工作的基准电压源SOC(SignalOperationControl)的主流工艺是CMOS工艺，目前，5V(0.6um)、3.3V(0.35um)、1.8V(0.18um)、1.5V(0.15um)、1.2V(0.13um)、0.9V(0.09um)等电源电压已经得到广泛的使用。随着手提设备对低电源需求的不断增加，设计低压工作的电压基准源成为当前基准源研究的热点。由于传统带隙电压基准源的带隙电压为1.2V左右，所以,对于电源电压低于1.2V的基准设计必须采用特殊的电路结构，许多文献⑵都提出了输出基准电压低于1.2V的电路结构。采用这些电路结构后主要的工作电压限制通常来自于运放的工作电压，不同运放的电路结构和MOS管衬底效应造成的高阈值电压是限制工作电压的主要因素。2)低温度系数的基准电压源低温度系数的基准电压源对于要求精度高的应用场合比较关键，比如说对于高精度的A/D、D/A结构，高精度的电流源、电压源等。对于普通的一阶温度补偿的带隙结构的温度系数一般在20ppm/℃〜50ppm/℃，因此，设计低温度系数的基准电压源一般必须进行高阶温度补偿。目前出现的高阶补偿技术包括％产路曲率补偿法，0非线性曲率补偿法,基于电阻比值的温度系数的曲线补偿方法等。兰州交通大学毕业设计（论文）3）高电源抑制比的基准电压源在数模混合集成电路中，电路中可能存在高频噪声和数字电路产生的噪声对模拟电路产生信号干扰的现象。在混合电路中，电压基准源应该在较宽的范围内具有良好的电源抑制比性能，有些设计中使用运放结构的带隙基准技术，在直流频率时的PSRR（PowerSupplyRejectionRatio，电源抑制比）可达-110dB，在1MHz的PSRR达-70dB;而使用无运放负反馈结构的带隙基准，在1KHz的PSRR为-95dB，在1MHz的PSRR为-40dB。4）低功耗的基准电压源低功耗设计对于依靠电池工作的便携设备具有非常重要的意义，低功耗电路可以延长电池的使用寿命。有些设计中的电路功耗可达220uW。课题研究的目的意义传统的基准源是基于稳压二极管的原理制成，但由于它的击穿电压一般都大于现在电路中所用的电源，已经不再常用。20世纪70年代初，Widlar首先提出带隙基准电压源的概念和基本设计思想，由于其在电源电压、功耗、稳定性等方面的优点，得到了广泛的应用。现在拥有带隙基准源的集成电路已广泛应用于军事装备、通讯设备、汽车电子、工业自动化控制及消费类电子产品等领域。随着微电子技术的不断发展，现阶段常用集成电路的制作工艺主要有两种：双极工艺和CMOS工艺。双极性工艺是集成电路中最早成熟的工艺，其集成电路具有较快的器件速度,适合高速电路设计,但相对来说,器件功耗较大;CMOS工艺技术是在PMOS与NMOS工艺基础上发展起来的，由于CMOS电路具有功耗低、器件面积小、集成密度大等优点，已经逐渐发展成为当代VLSI（超大规模集成电路）工艺的主流工艺技术，因此，在本文在设计高精度的带隙基准电压源时，就采用了CMOS工艺技术。本文的主要内容为了设计一种高精度CMOS带隙基准源，本文将首先着手于研究带隙基准源的原理和提高带隙基准源性能的方法，再对高精度的CMOS带隙基准源进行完整设计分析，然后借助HSPICE对电路进行模拟仿真，包括带隙基准源的核心电路、电源抑制比电路、快速启动电路等。本文的主要内容如下：1）介绍CMOS带隙基准源的现状、发展趋势以及本课题研究目的意义；2）介绍基准源的分类，详细分析带隙基准源的基本原理和几种基本框架，并分析其优缺点；3）分析影响带隙基准电压源温度性能的原因并总结目前的改进方法；

兰州交通大学毕业设计（论文）4）对高精度的CMOS带隙基准源进行设计分析和模拟仿真;.基准电压源的原理与电路基准源主要分为基准电压源和基准电流源，而基准电压源的性能参数主要有温度系数、电源抑制比和功耗等。基准电压源的结构直接采用电阻和管分压的基准电压源如图2.1所示的基准电压源可以说是最简单的基准源。8）采用5）采用电阻分压的基准电压源08）采用图2.1采用电阻和管分压的基准电压源对图2.1（翘）,有vREFR1/ 2vREFR1/ 2——VR+Rdd1 2(2.1)SVREF

VDDavDwdd6VDDVREF(2.2)其中，SWef表示电源电压幅度敏感系数。Vdd对图2.1（b），有vREFvREF1+、/(pppN)(2.3)pOXILCOX代表PMOS管的宽长比,(W)LvL7N表NMOS管的宽长比。若有Pn=PpSV广1”它的输出基准电压对电源兰州交通大学毕业设计（论文）电压非常敏感，而且对温度也非常敏感，所以它的应用受到很大的限制。VDDIbiasVREFJ」1图2.2电源电压敏感系数小于1的简单电压源若要得到电源电压敏感系数小于1的电路结构，就要像图2.2那样设计电路，在电路中提供相对稳定的电流，才能减小基准电压对电源电压的依赖。有源器件与电阻串联组成的基准电压源通过以上的分析，为了能设计出简单的基准电压源，人们设计出了有源器件与电阻串联组成的基准电压源，如图2.3和图2.4所示。VDDR1VVREFM1图2.3电阻与MOS曾串联的基准电压源图2.4电阻与双极晶体管串联的基准电压源在图2.3中，得到:V=V=V+:"dD-VREF)REFGSTVpR1 1(2.4)

兰州交通大学毕业设计(论文)( 1 \VSVREF= (~^D)瑞T11+P(V-V)R)VR REFT1/REF齐纳二极管工作在反向偏置区时，在稳定的电压下，它的电流也是稳定的，而且随着电压的增加，电流会迅速的增加。因此使用这种基准时，必须提供恒定的电流。最基本的形式就是由电源和电阻来完成，如图2.5所示。SvREFVSvREFVDDrV

——Z DD丫工+RVBVrZ是击穿二极管在击穿点Q(如图2.6)的小信号阻抗。0图2.5齐纳二极管构成的电压基准源VREF=VBV图2.6齐纳二极管工作特性反向击穿发生在电压为BV的时候，BV变化范围为6V〜8V(如图2.7),BV值的大小取决于n+区和p+区的掺杂浓度。击穿电压的温度系数会随着击穿电压BV的值变化，齐纳击穿电压的温度系数为负，雪崩击穿电压的温度系数为正。通过选择合适的正兰州交通大学毕业设计（论文）温度系数就可以抵消掉二极管的结压降负温度系数（约为-2.0mV/℃）。通过选择合适的偏置电流，就可以获得接近零温度系数的基准电压。然而这种基准源的应用越来越少，因为它们使用起来有点困难：精度不高，噪声大,输出基准电压对电流和温度都有较大的依赖性。图2.7v的温度系数与v的关系BV BV2.1.3带隙基准电压源带隙基准电压源的性能较其它基准电压源有了很大的飞跃。它的温度系数可以做的很小，可以获得从1.22V到10V的各种基准电压。由于建立在非表面的带隙原理上，因此比齐纳二极管更稳定。它的输出阻抗很低，能保持很小的温度系数而且具有较高的稳定性。同时，带隙基准源工作的静态电流和功耗都很小，电源电压抑制比比较大，输出电压受电源电压的影响很小。由于以上优点使带隙基准电压源得到广泛的应用，本文所采用的就是带隙基准电压源，下面详细分析带隙基准电压源的原理⑶带隙基准电压源的基本原理图2.8是带隙基准电压源的原理图。由室温下温度系数为-2.00丫/℃的pn结二极管产生电压VBE；同时也产生一个热电压匕（T=KT/q），它与绝对温度成正比（PTAT），它在室温下的温度系数为+0.085mV/°C。如果电压匕乘以常量K加上电压VBE,则输出电压为： 'KV（2.8）式（2.8）对温度求导，用VBE和V的温度系数求出理想的不依赖于温度的K值。兰州交通大学毕业设计（论文）=-=-2.0mV/℃av,一=+0.085mV/℃,则K=2.2/0.085=23.5,在理论实现零温度系数，此时Vref=0.65+0.026义23.5=1.26V由于该电压等于硅的带隙电压（外推到绝对温度），所以这类基准电路也叫“带隙”基准电路。图2.8v与v补偿原理BE PTAT与绝对温度成正比的电压早在1964年人们就认识到，如果两个双极晶体管在不相等的电流密度下工作，那么它们的基极-发射极电压的差值就与绝对温度成正比。图2.9与绝对温度成正比的电压的产生如图2.9所示，如果两个同样的晶体管（IS1=%）偏置的集电极电流分别为n0和10，nJ I忽略它们的基极电流，则有AV=V-V=Vln—0-Vlnf=VInn因此，VBEBE1 BE2 TITJT BES1 S2

兰州交通大学毕业设计（论文）的差值与绝对温度成正比。负温度系数电压VBE有公式知VE=有公式知VE=V—V—InCteA—〔】C。3bNJ( \fT—(y—a)Vin—T。其中，Vg是硅的带隙势垒，V=kT/q,T是绝对温度，T是参考温度，单位为K,C是与温度不相关的常数,TEAe是发射极面积,移率，丫=4-m,①是基区宽度ba是温度指数。NDb是基区掺杂浓度，］溪基区少数载流子平均迁pb当T=—时,V=VBE0 Ae是发射极面积,移率，丫=4-m,①是基区宽度ba是温度指数。NDb是基区掺杂浓度，］溪基区少数载流子平均迁pb当T=—时,V=VBE0 g0巴in

q为了简化分析，假设Vg不随温度变化V=V-VIn—(y—a)VinTVBE等式两边对温度求导:av BEatdV——BE-

dT其中V是硅在温度T时的带隙势垒。且V=V0fT、…一.一—就可以得到:1T。）+T-BE0匕0+(a-y)vinTT0V—VBE0 g0+T0T=T0将VBE0的表达式代入式(a—y)-lnf—]+(a—y)-Vbe0—匕0+(a—y)-t。 q(2.9)(2.10)可见，VE的温度系数本身与温度有关，如果正温度系数的量表现出一个固定的温度系数，那么在恒定电压基准的产生电路中就会产生误差。因此，只有在一阶近似的情况下,基准的温度系数才可以认为是很小的。带隙基准源的几种结构1）widlar带隙基准源第一个带隙基准源由Robertwidlar于1971年提出，其结构如图2.10所示:由图2.10可列方程如下：V-II、=—i-V-II、=—i-ln(is2)RIIi(2.11)BE1 BE2R3兰州交通大学毕业设计(论文)假设V假设VBE1氏VBE2,则11R1=12R2由式(2.11)可化简为(2.12)输出基准电压Vref的表达式如下:VREF=VBE(2.12)输出基准电压Vref的表达式如下:VREF=VBE3+12R2=VBE3RT/1+tVlnRt

3fRI)—2-S2IRI)11s17=Vbe3+KV(2.13),V-RI、I二一t-ln(—2S2)2 R3 R11s1这就是Widlar带隙基准电压的表达式。式中第一项具有负的温度系数，第二项具有正的温度系数，合理地设置R1，R2，R3，IS1和IS2的值，就可使正、负温度系数相互抵消，从而实现零温度漂移。这种结构的缺点是电源电压比较高，而且难以保证电流比不随温度变化⑷。vCcvCc「0图2.10经典Widlar带隙基准源2)Brokaw带隙基准源电路结构如图2.11所示，该电路结构的负反馈环使用了运放以减小两个支路电流比值的温漂⑷。图2.11中，Q2和Q1的发射极面积之比为M输出电压可表示为：2 1 %JVBE1+"1+IC2电(2.14)假定集电极电阻R和R完全相同，由于运算放大器输入端“虚短”，Q和Q的集电极3 4 1 2电流就相等。

兰州交通大学毕业设计（论文）电阻R2上的压降等于％和Q2的发射极电压差AVE，因此输出电压又可以表示为:V=V+RVlnN=V+KV （2.15）REF BE1Rt BE1 t1从式（2.15）可以看出，通过选择合适的N值及R2和勺的比值，也可实现正负温度系数相互抵消。与Widlar带隙基准源的表达式（2.13）相比，在对数项中的比不存在,需要调整的参量变少，同时与电源电压无关，所以基准源的精度就提高了。Brokaw电路结构的缺点是电源抑制比不高且功耗较大。R2R2图2.11Brokaw带隙基准源3）使用横向BJT的CMOS带隙基准源如图2.12所示VBEJVBE2=匚RR22r(

lnIVBEJVBE2=匚RR22r(

lnI―1IS1-In不V1S2(lnA—E2AE1(2.16)由于电流镜的镜象而使11=12则有VREF=VBE1+4R1=VBE1+A—E2AE1V=V+KVBE1(2.17)此电路结构的缺点是VREF受电源电压的影响比较大。10兰州交通大学毕业设计(论文)VREF।R1M1 VREF।R1M1 02)■RQ图2.12使用横向BJT的CMOS带隙基准源密补偿VBE的方法［5］。从以上的讨论中，我们能看出V密补偿VBE的方法［5］。V的温度特性BE以NPN双极型器件为例，其基-射结电压可以表示为:V=Vln(IC)BETI

S(2.18)式中VT=KT/q，K是波尔兹曼常数，q是电子电荷，%为集电极电流，1s为饱和电流，,它同器件的结构有关，可表示为⑹：qAn2DI= i nsQB(2.19)式中A为基一射结面积，n为硅的本征载流子浓度，D为基区中电子扩散常数的平均i有效值，QB为单位面积基区总掺杂浓度。q———和n与温度的关系，即:i利用Einstein关系式u=~^—D及unKTnnn与温度的关系，即:i(2.20)11兰州交通大学毕业设计(论文)(2.21)式中t为基区中平均电子迁移率，C,D,n是与温度无关的常量，Vg0为外推到绝对温度零度时硅的能隙电压，则IS可表示为：SV=BT4-nexp（一皿）T(2.22)式中B是与温度无关的量。将VBE对T取导数，由于IC很可能是温度的函数，为了简化分析，暂时假设IC保持不变，则：dVVI)VdI VE-(4-n)V^-V0♦T一~tn(工)彳寻一a T__*__g0-(2.23)上式给出了VBE的温度系数，从式中可以看出，它与VBE本身的大小以及温度都有关系。如果再考虑1c的温度变化，VBE温度系数的表达式将更为复杂，所以考虑通过别的方法来研究VBE的确切表达式。为了精确分析VBE，必须找出以前使用的vbe表达式中不精确的原因，加以改进。首先，n2的表示式不精确，它的精确表达式应该：n2=ET3exp(-匕")

i VT(2.24)式中VG(T)为在温度T时硅的能隙电压，E是与温度无关的量。12兰州交通大学毕业设计(论文)图2.13带隙电压随绝对温度的变化及其一阶近似如图2.13示，在常温下，可以把％(T)简化为随温度变化的线性函数，这是因为在这个工作范围内比较符合匕(T)的实际变化曲线，所以：匕(T)=VGo+£T (2.25)式中er=(条)t_T，将上式代入n的精确表达式中，则n2=Eexp(-q&/k)T3exp(-(2.26)与n;常用表达式比较可知，常数D=Eexp(-qeJk),VG(T)就是VGor。但是，％",并不是唯一的，它会随着T变化，而且VGor在低温下随温度变化的非线性越来越严重,这时用线性函数描述它已经很不精确。同时注意到，£r也会随着T变化，只是在常温下变化很小，才将其近似认为是一个常数，但在低温下变化很大，就不能作为常数了。这些就是由于n;的不精确而导致VBE不精确的原因。13兰州交通大学毕业设计(论文)图2.14图2.14V绝对温度的变化VBE将式(2.19)至(2.26)代入(2.18)式，得到VBE的精确表达式T kTV=V(T)——V(T)+V(T)-(4—n)——BEG TGrBEr qrTTkT、I(T)

ln—+——In-e—Tq Ic(T)(2.27)(2.27)图2.14表示了VBE随绝对温度的变化。带隙基准源的曲率校正方法带隙基准源输出电压的校正，一般是通过一个矫正电压消除或减少VBE温度系数的影响来实现的，即：V=V(T)+V(T) (2.28)矫正的方法包括线性补偿和高阶补偿，线性补偿可以满足一般精度要求，高阶补偿主要用于高精度的要求[7]线性补偿如果V(T)是关于温度的线性函数，能够抵消的线性项，就是线性补偿，即cV(T)=-yT (2.29)则 0'JVBE+VJT)(2.30)高阶补偿线性补偿后，基准源输出电压中的高阶项始终存在，仍然影响输出电压的精度。如果能够将其中的高阶项消除，则基准源输出电压的温度稳定性进一步提高。目前，人们14

兰州交通大学毕业设计(论文)已经提出了很多行之有效的非线性的补偿方法，下面介绍常见的几种[8]非线性曲率补偿主要有VBE环路曲率补偿，p非线性曲率补偿，利用不同材料电阻的相异温度特性进行曲率校正。v环路曲率补偿的基准电压源笳图2.15所示，INLv—vBEINLv—vBE1 BE2R3v]—alnR3—C1-AI21——PTAT(2.31)NLConstant其中，Lnstant=1NL+PTAT1IC1，IC2分别是Qn1和Qn2的集电极电流，Rx是定义—的电阻，则:vREFb^Et+—RRvREFb^Et+—RRln21——PTATJ+I)NL Constant+IPTAT(2.32)此电路结构缺点是过于复杂，且CMOS标准工艺无法制作出高性能的NPN晶体管。IC-onstamIC-onstam图2.15V环路曲率补偿的电路图VBEp非线性曲率补偿基准电压源如图2.16所示，15兰州交通大学毕业设计(论文)++图2.16p非线性曲率补偿的基准电压源V=V+(AT+BT—)R氏V+(AT+BT)R

REFBE 1+pBE 0(2.33)其中A和B是常数。p与温度无关，可表示为0(T)xe-r也可以表示为0(T)xCe-r,则1BTe-T , 、VREF=Vbe(T)+(AT+ ) (2.34)本基准电路的缺点是电源电压不能太低，而且在CMOS标准工艺中制造的PNP管的P的值很难控制。3)利用不同材料电阻的相异温度特性进行曲率校正由前面的分析可知道，V中的有关温度的非线性项为TlnT，因此V可以泰勒展BE BE开为如下形式：V(T)=A+AT+AT2+AT3+…+ATn (2.35)BE 0 12 3 n利用两个温度系数相异电阻的比值，可以得到与T有关的高阶项，这样就可以用来消除VBE中的高阶项，达到曲率补偿的目的。电路见图2.17所示16兰州交通大学毕业设计(论文)M1R4Q1M1R4Q1图2.17利用不同而电面的温度系数进行曲率校正的带隙基准电压源图2.17中，R1、R4和1由P型注入电阻制成其具有正温度系数；1由高阻多晶硅制成，其具有负温度系数。显然，可以得到：V=V+RVlnN+RVlnN (2.36)REFBE2RT RT1 1式(2.36)中，由于R2与勺由同一材料制成，具有相同的温度系数，因此其比值与温度无关;R3与勺采用了不同的材料，因此其比值会随着温度的变化而变化。由于，在0℃-100c范围内，可以认为KHpolyR(T-T。)<<1，因此可将其比值泰勒展开为下式：R(T)_R3(T0).[1+K(T—T0)]R3(T)—R(T0)•[1+KplR(T—T0)]=R/Q[1+K(T—T)]•[1+K (T—T)+K2 (T—T)2]R(T) PdiffR0 HpolyR0HpolyR0TOC\o"1-5"\h\z1 0=R3(T0[1+(K+K )(T—T)+(K2 +KK)(T—T)2R(T) 'HpolyRPdiffR 0 HpolyRHpolyRPdiffR 0(2.37)1 0(2.37)十KHpolyRKpdif(T将式(2.37)带入式(2.36)，可得17兰州交通大学毕业设计(论文)V=V+[R+RT]VlnN+REFBE2R R(T)丁1 1 0R3(T0]VInN•[1+(K+K)(T—T)+R(T)T HpolyRPdiffR 010(K2HpolyR+，/1/T一 十KHpolyFPd邠一(2.38)式(2.38)中，KpfR是P注入电阻的温度系数，为正值；-KHpo^yR是多晶硅高阻的温度系数为负值。由式(2.38)可知调整RJR1以及R3(QIR(T)就可做到完全消去一次项和二次项，但不能保证更高阶项的完全消除。当然，虽然不能完全消去各高阶项，但是由于不同材料电阻的正负温度特性，也能够大大削弱这些项所引起的误差。显然，不同材料电阻的温度系数正负差异越大，那么曲率补偿的效果就越好。本章小结本章介绍了直接采用电阻和管分压的基准电压源，有源器件与电阻组成的基准电压源，在分析与绝对温度正比的电压和负温度系数电压之后，介绍了带隙基准电压源的各种结构，其中Widlar带隙基源适用于双极型工艺或P阱CMOS工艺，Brokaw带隙基准源电源抑制比比较高，功耗较大，使用横向BJT的CMOS带隙基准源受电源电压的影响比较大；线性补偿型带隙基准电压源用于对精度要求不是很高的电路中，非线性曲率补偿型带隙基准源适用在要求高精度的电路中，Vbe环路曲率补偿的基准电压源的电路结构比较复杂，S非线性曲率补偿基准电压源对工艺要求非常苛刻，利用不同材料电阻的相异温度特性进行曲率校正的电压源结构简单，功耗小，性能良好等优点。18兰州交通大学毕业设计（论文）3.高精度CMOS带隙基准源的电路设计与仿真随着电子技术的发展，各种可移动设备趋于小型化，对其供电系统要求越来越高，如笔记本电脑，手提医用设备，掌上电脑等。这些产品不仅要求电源本身稳定，而且还要求有电压检测、电源管理功能，更重要的是要求减小电池尺寸和延长电池寿命。这就要求带隙基准电压源不仅要求精度高，而且要求功耗小，本文针对这一问题对一种高精度的CMOS带隙基准电压源进行了详细的分析和设计高精度CMOS带隙基准电压源设计思路电源抑制和温度独立性是带隙基准源的重要性能指标，高精度的带隙基准源必须要在这两个方面表现出很好的性能。目前,实现高精度的带隙基准源主要会遇到两个难点：1）现有的技术只能提高带隙基准源在低频时的电源抑制比，基准源在高频时的电源抑制比比较差；2）由第二章的内容可知，对^.进行高阶补偿可实现良好的温度特性，但BE这却以增加电路复杂性和提高成本为代价，性能与成本之间的矛盾很难解决⑼图3.2时针对以上两个难点提出的一种高精度CMOS带隙基准源。为了提高高频时基准源的抑制比，该电路在基准源输出端增加RC滤波器，考虑到电容会延长电路的启动时间，电路中还加入了给电容充放电的快速启动电路和快速启动电路控制电路，一旦启动完成，快速启动电路控制电路关断快速启动电路。在该电路中，快速启动电路的控制电路是一个检测基准源输出端电压是否达到稳定值的判断电路，同时还起到温度补偿的作用，在没有增加电路复杂的情况下使基准源的输出具有很好的温度特性。19兰州交通大学毕业设计（论文）核心电路本电路的核心电路使用两管式的带隙基准电压源，如图3.3所示。VDDQN7 QN6V VREF节R2R1飞图3.3核心电路在图3.3中，QN6、QN7两管的发射极面积不等，QN7比QN6的大，其比值为8：1，它们的基极连在一起。QN6、QN7分别有QP7、QP6组成的镜像电流源作集电极有源负载,两管集电极电流相等。但因QN6、QN7的发射极面积不同所以两管的实际电流密度JN6和JN7也就不相等［闻它们的VBE电压之差AVbe加在电阻R2，AVbe由下式求出：20兰州交通大学毕业设计(论文)AV=KT-ln二 (3.1)beqJN7电阻R1中流过的电流是QN6和QN7的电流之和，两管电流相等，所以流过R1的电流是R2的两倍，流过R2的电流IN7为：IN7=AVE/R2(3.2)【N6=［N7=AVBE1R2(3.3)V=R(I+1)=2RAV=2Riln二R1 1N6 N7 RBERJ2 2N7(3.4)基准电压值的输出值呈现qN6和qN7的基极上，它等于qN6的VBE与VR1之和。V=V+V=V+2RKTln鼠 (3.5)REFBEQN6R1 BEQN6 R2qJN7显然式(3.5)第一项具有负温漂，第二项具有正温漂，它们之和存在着零温漂的条件。提高电源抑制比电路传统的带隙基准电压源采用运算放大器来稳定电路，提高电源抑制比，但运算放大器高失调的缺陷限制了电源抑制比的进一步提高。并且当电源电压有频率较高的交流信号干扰时，放大器的输出会与电源电压有很明显的相位差，导致“F高频时电源抑制REf比很低。如图3.4所示，为了避免放大器的缺陷，本文采用内部负反馈电路来提高加FREF在低频时的电源抑制比。另外在电路输出端增加了一个RC滤波器，用来提高V出f在REf高频时的电源抑制比［11。］21兰州交通大学毕业设计(论文).QPEr«I 15OPTN1SQN7R2；B*.QPEr«I 15OPTN1SQN7R2；B*R11L ।। J核心土路 提高电源打闹比圭路图3.4核心电路和提高电源抑制比电路负反馈回路P8、R20、R9、R15、QN2、QN1、N15、QP5共同构成核心电路的反馈回路，用于提高基准源低频时的电源抑制比。具体的工作原理是这样的：当两管式的带隙基准电压源输出电压偏离平衡值%所REF时，。々和。［两条支路产生差分电流。例如VREF升高〃硬N7>IEQN6，导致IBQP5升高，1cop5也随之升高，迫使n15的漏极电压增高，即p8的栅极电压增高，从而使1P8减小，流过R9、R15的电流减小，VREF也随之减小。产生差分电流的工作原理如下［12］对B点运用KCL，VrEF1 VREQN7-'REQN7 'REQN6+/ (3.6)R R EQN7对于正偏置的三极管：I氏IVE=VJn(IJI) (3.7)QN7的发射极面积是QN6的N倍:22

兰州交通大学毕业设计(论文)1SQN7'Isqn6(3.8)假定：Vp=\F1+Av,IEQNJIeqn6=x,VREF是平衡电压，Av是VP和平衡电压之间的差。由(3.6)(3.7)(3.8)三式得：TOC\o"1-5"\h\z,VlnNVlnx Av(3.9)(3.10)I=T -T + (3.9)(3.10)EQN7R RRVlnxAvI=T +一EQN6 RR1 1当x在1的附近时，Inx和xInx可近似为零:R(VR(VInNVTliiNITR2RJR Av=1+—2- R1VTInN(3.11)对x的取值分三种情况进行讨论：1)当Av >0 时，x> 1即IEQN7>IEQN62)当Av =0 时，x= 1即IEQN7=Ieqn63)当Av <0 时，x< 1即IEQN7<IEQN6由于QP6，Qp组成电流镜且P>>1，I=I-1氏I-1 =&AvI (3.12)BQP1 CQN7 CQN6 EQN7 EQN6 RVlnNEQN612T如果Av=0，将(3.6)式带入(3.12)式得差动电流，> 1厂lnx、，(3.13)I= (1- )Av(3.13)BQP5 R1 InN由式(3.13)知，当Av>0时，随着Av的增加，IBQP5增大，ICQP5也增大。如前面所提的,VREF升高，/EQN7>IEQN6。3.3.2RC滤波器如图3.5所示，为了改善输出基准电压在高频段抑制电源纹波和减少输出噪声，可以在基准电压输出加RC滤波器。23兰州交通大学毕业设计（论文）Band-gapReferenceRcVbgBand-gapReferenceRcVbg-Wv制RFFC0「0图3.5基准电压输出端加RC滤波由RC和C°引入一个在频率1/2冗RC处的继电。它等效为1/PSSR在该频率下的一个零点（或最大PSSR），因为PSSR是电源变量和基准电压的比值，所以在整个工作带宽内，通过增加RC滤波器PSSR显著增加，尤其是高频区域。对应于零点的频率表示为:f=1/2兀RC=1/2兀（RC+Z°）C°（3.14）Z°是带隙基准的输出阻抗。除了改善PSRR，RC滤波器也可以减少噪声。当工作在高频时，基准电压的噪声主要是温度噪声，因为引入了一个在f=1/2nRC处的极点，频率等于或大于f的噪声0 0会被有效的滤去。在电路3.4中，R7和C2构成了RC滤波器。快速启动电路及快速启动电路的控制电路由于带隙基准电压源从三极管的基极输出基准电压，引入RC滤波器后，基极输出电流很小，导致电容C的充电时间很长，电路的开启时间增加，结果，V达到它的稳REF定值（1.25¥）需要更多的时间。为了避免开启延时，需要设计一个快速启动电路给电容提供大电流充电，另外还需要增加一个控制电路，当电路输出达到预定值时，控制电路关断快速启动电路，切断充电电流，减小电路功耗。电路中，p、晨、N制、N4「R2°、R32构成启动电路，Qp、QP4、QP-QN3、QN「R8、R”、R2构成了快速启动电路的控制电路[13]快速启动电路的控制电路24

兰州交通大学毕业设计（论文）快速启动电路的控制电路实际上是一个用来检测电路是否正常工作的比较器。如果电路处于不正常工作状态，即电容C2上的电压没有达到预定值1.25V时，快速启动电路的控制电路就会输出低电平，开启快速启动电路给C2充电，一旦电路正常工作之后,控制电路就会关断部分快速启动电路。 2在具体电路中需要给快速启动电路的控制电路提供精度较高而且略低于基准电压的门限。如果采用一般的比较器来充当比较电路，这种电路的门限电压将随电源电压、温度等因素有很大的变化，而且在基准未建立起来时，电路中找不到用来充当门限的基准电压，从而使快速启动电路出现不稳定的工作状态。因此本电路中采用的是一款不需要门限电压且具有检测功能的比较器，另外采用该电路还可以对基准源实现温度补偿，可谓时一举多用。具体电路如图3.6所示图3.6快速启动电路的控制电路op、op、04组成电流镜，Qp、Qpc核心电路，即两管式的带隙基准源电路,节点REF处的平衡电压为：QN3、QNjR8、R11和R12组成了比较器的I是与电源无关的偏置电流。0如前面所描述的差分电流产生原理分电流，如前面所描述的差分电流产生原理分电流，Av是Vm和平衡电压之差，1）当Av>0时，I>I2）当Av=0时，IEQ4=IEQ3RKT】JV=V+V=V +2—12 In—N3REFBEQN3R12BEQN3RqJ(3.15)当Vm偏离平衡值，QP「QP4两条支路产生差2525兰州交通大学毕业设计（论文）3）当Av<0时，I<I当Av>0时，随着Av的增加，IQ1增大，IQ1也增大，由于N6提供的偏置电流不变，随着IQ1的增大，将驱动N6的赢增大，达到反相器的门限电压，输出为低电平从而关断启动电路。同理，当Av<0时，反相器输出高电平，开启电路给电容充电。考虑到比较器存在延时和充电电流过大，有可能存在过充的现象，所以门限电压为略低于基准电压。快速启动电路快速启动电路如图3.7所示，当控制电路检测到基准源的输出未达到预定值时，输出为高电平，N42栅电压为高电平，N42导通，导致々栅电压降低，々导通，开始对电容c2充电；当快速启动电路的控制电路检测到电容c2上的压降达到预定值时，输出为电路CMOS带隙基准电压源的温度补偿原理由于快速启动电路的控制电路对基准源的输出具有温度补偿作用，本电路在没有任何电路的情况下实现很好的温度特性，其工作原理如图3.8所示，26兰州交通大学毕业设计（论文）图3.8曲率补偿原理电阻网络中A,B两点电压分别是Vref1和Vref2,Vref1与Vref2分别是两个温度特性曲线不一样的带隙基准源输出，其温度遍曲线如图3.9中refl和ref2所示。V舸1和Vref2都只是经过一阶补偿所得的结果，曲率较陡。通过适当的调节RA和RB（一般选取RJRB），使电阻网络中的C点处的电压为[14]Vc=Vref-Vc=Vref-VREF2+REF1 REF2义RR+RbR B——RA+RBr R —*V+ b——义VREF1R+R REF2AB2REF1 2REF2(3.16)由式（3.16）知，Vref1与Vref2相互补偿，可见VC的温度特性曲线在大温度范围内保持平滑。图3.9不同的温度特性曲线相互补偿原理图27

兰州交通大学毕业设计(论文)在具体电路中实现如下：VREF1是由QP6、QP7、QN6、QN7、R1、R2、N17、N18所构成的Bandgapl的输出，VRF2是由QP3.QP4、QP1、QN3、QN4、R8、R11、R12所构成的Bandgap2的输出。VREF1=V+RVVREF1=V+RVUn8beR

1(3.17)VREF2二V+RVUn8beR12(3.18)其中电阻比值并不相等，R2/R产R11/R12。这样设计的目的是要得到两个温度特性不一样的带隙基准电压源，利用它们相互补偿，因为电阻比值的大小直接影响到基准电压源的零温度系数和曲率。由前面的分析可知V如表达式如下:BEVBE:VTInJSVBE式所示对温度求导：dV(T) V(T)-V(T) .kln(TT) 6-+-ber- G r (4—n) r-

dT T q—(4——(4—n)—十qkTdI(T)qIC(T)dT(3.19)(3.20)(3.21)d(3.20)(3.21)dVdV因此上REF2<——REF1,即

dT dTTOC\o"1-5"\h\z从式(3.19)可知，打乌是随偏置电流I的变化而变化的。当偏置电流I变小，dT c cdVE(T)变大，反之，I变大，dVBE(T)变小。由于R>R，REF1中的电流I小于dT c dT 1 12 c1REF2中的电流I，因此dVBE1(T)>dVBE2(T)。将(3.17)和(3.18)式对温度求导，得C2 dT dTdVdVkRln8 REF1-BE1+——1 dT dT qR2dVdVkRln8 REF2-BE2+——12

dT dTqR11由于dVbe1(T)>dVBE2(T)，R/R-5.07，R/R-3.8，

dT dT 2 1 11 12REF2的零温度系数会比REF1的零温度系数点低，正如图3.9所示。28

兰州交通大学毕业设计(论文)现在来估算V 的零点温度系数T。REF1假设％(T)不随温度变化，并且只利用与(2.29)式中的温度一阶项估算Vref1的零温度系数时的温度T，那么(3.20)式可以写成：r1aVV(T)—V(T)2kRlnN八REF1=—berl©0rl112二0aT T1 R11qVe(T及0.7V，%0(T)=1.205V，k/q=0.087mV/℃T二^^DzLdIr^T二^^DzLdIr^「 2kR111nN同理可以求出T_%0ThLDlRqr2― 2kR21nN1.205—0.72x5.06x0.087x10-3x1n81.205-0.72x3.8x0.087x10-3x1n8=276K=3℃=367K=94℃由此可知，快速启动电路的控制电路在低温时会有比较好的的温度特性，它能对带隙基准源核心电路的温度特性在低温时有很好的补偿，经过补偿后，至少在3℃~94℃温度范围内，带隙基准源的温度特性曲线会保持平滑。3.6高精度CMOS带隙基准电压源的电路仿真仿真工具的介绍模拟电路由于其在性能上的复杂性和电路结构上的多样性，对仿真工具的精度、可靠性、收敛性以及速度等都有相当高的要求。国际上公认的模拟电路通用仿真工具是美国加利福尼亚大学伯克利(8©永金丫)分校开发的通用电路模拟程序SPICE(SimulationProgramwithIntegratedCircuitEmphasis),目前享有盛誉的EDA公司的模拟电路仿真工具，都是以SPICE为基础实现的。其中以美国原MelaSoftware公司的HSPICE和MicroSim公司的PSPICE最为流行。HSPICE是Meta软件公司推出的工业级电路分析产品，它能提供电路在稳态、瞬态及频域状态下所进行的模拟仿真，包括直流工作点和直流传输特性分析、交流小信号分析、噪声分析、瞬态分析、傅立叶分析、灵敏度分析、温度分析、最坏情况分析以及蒙特卡罗分析等等。采用HSPICE可从直流到大于100GHz的微波范围内对电路作精确的模拟、分析［㈤29

兰州交通大学毕业设计(论文)核心电路的仿真结果图3.10是在温度为25℃，电源电压为5V时，核心电路的输出基准电压随电源电压的变化曲线。由图3.10可以看出：常温下，核心电路的仿真曲线在3V以后变得平缓,输出电压在1.2V〜1.3V,但是这个精确度还远远不能满足我们的设计要求，所以还需要对电路作更进一步的完善。20.86.42LLD20.86.42LLDo.o,o.I- -1- -1- -1- -1 -1 -1 -1 -1 -1- -10 0.S 1.0 1.S 2.0 2.5 3.D 3.5 4.0 4.S S0¥DD(V)图3.10核心电路的基准电压随输入电压的变化电源抑制比电路的仿真结果图3.11是在温度为25℃，电源电压为5V时，带隙基准电压源的电源抑制比特性,扫描范围是1Hz到10MHz。由图3.11可以看出：常温下，带隙基准电压在整个工作带宽内都具有很高的电源抑制比，尤其是高频区域有了很明显的提高。在1MHZ时，基准电压的电源抑制比都在-80dB以下。0--80-fjp। ।~( I0--80-fjp। ।~( I~r I~■ r_r r ।~10 100Ik10kIQOklxlOxFrequencyCH7j-20-30兰州交通大学毕业设计（论文）图3.11基准源的电源抑制比曲线快速启动电路的仿真结果图3.12是带有快速启动电路的启动时间特性曲线，其工作条件是电源电压为5V，温度为25℃。由图3.12可以看出：由于采用了快速启动电路，启动时间大约为700s；如果不采用快速启动电路，如图3.13所示，在同样的工作条件下，启动时间将会延长到20ms。可见，加入启动电路后，带隙基准源能够快速、平稳的启动，完全符合设计要求。图3.12带有快速启动电路的启动时间曲线图3.13没有快速启动电路的启动时间曲线整体电路的仿真结果1）电源电压稳定性图3.14是在温度25c时，带隙基准电压源的输出电压匕磔随电源电压变化的曲线。由图3.14可以看出，电源电压在2.7V〜5.5V范围内变化时，基准源输出电压小于0.12mV,几乎保持不变，因此基准源具有良好的稳定性。31兰州交通大学毕业