锁相环路的应用

锁相环路的应用第一页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四

第1节跟踪滤波器

跟踪滤波器是一个带通滤波器，其中心频率能自动地跟踪输入信号载波频率的变化。由锁相环路工作原理知道，锁相环路本身就具有这样的性能，只是其输出信号的相位可能(取决于所用鉴相器的类型)与输入信号相位差90°而已。第二页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-1(b)为输入衰落信号情况下，锁相环路的输入与输出信号的波形。锁相环路作为跟踪滤波器时应从压控振荡器输出uo(t)，在窄带设计条件下它是经过提纯的输入信号载波，可用于信号的相干解调等。第三页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-1锁相环路跟踪衰落信号第四页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四根据压控振荡器的特性，它的瞬时振荡频率当环路锁定时，ωv(t)=ωi(t)，因而第五页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四一、跟踪特性锁相环路的跟踪特性是可以测量的。以CMOS集成锁相环路5G4046构成的跟踪滤波器如图6-2(a)。在电源电压为10V，中心频率fo=100kHz的情况下，用X—Y记录仪直接测得的结果如图6-2(b)。第六页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-2锁相环路跟踪特性的测量第七页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-2锁相环路跟踪特性的测量第八页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四当输入频率下降时得到图中实线，在fi=f3=1208kHz处环路捕获，在fi=f1=41kHz处失锁。由此可算得环路的同步带捕获带第九页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四二、频率特性锁相环路对输入高频信号的带通特性是由环路传递函数的低通特性所决定的。设输入信号被正弦音频信号调频，则输入瞬时频率为式中ωc是载频；

Ω为调制音频；Δω为峰值频偏。根据第一章的定义，输入相位为(6-1)(6-2)第十页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四只要环路工作在线性范围，环路滤波器的输出uc(t)也是频率为Ω的正弦波，它的幅度为式中H(jΩ)是环路的闭环频率响应；

θ1(jΩ)是正弦相位信号θ1(t)的幅度*。根据(6-2)式(6-3)将(6-4)式代入(6-3)式得到(6-4)(6-5)第十一页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-3跟踪滤波器的频率特性第十二页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-3跟踪滤波器的频率特性第十三页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四

第2节调制器与解调器

一、调幅信号的调制与解调

1.调幅信号设未调载波为式中Uc为载波幅度；ωc为载频。调制信号为(6-6)(6-7)第十四页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四为分析简化，式中信号幅度已经归一。经调幅后产生的调幅信号为(6-8)第十五页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四

2调制器用集成锁相环路很容易构成一个性能良好的AM调制器。这时，环中的相乘器不再作鉴相器应用，而是直接用它的相乘功能；压控振荡器也不再作被控振荡器，而是直接产生载波信号。由此构成如图6-4框图。图6-4AM调制器原理图第十六页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四第十七页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四

3解调器常用的AM信号解调器是峰值检波器。这种电路无法抑制信号所伴随的噪声，解调输出信噪比较差。若用同步解调则可抑制噪声，使解调输出信噪比得到改善。设带有载波的DSB—AM信号为(6-9)第十八页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-6AM信号同步解调的原理图第十九页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四同步的恢复载波为这两个信号相乘即可实现同步解调(6-10)(6-11)第二十页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-7AM信号的PLL同步解调第二十一页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-7AM信号的PLL同步解调第二十二页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四二、模拟调频和调相信号的调制与解调

1.调频与调相信号仍设幅度为1的单一频率Ω的调制信号

uF(t)=sin(Ωt+φ)(6-12)

则调频信号为

uFM(t)=Ucsin｛［ωc+ΔωuF(t)］t｝(6-13)

式中ωc为载频；

Uc为载波幅度；

Δω为峰值频偏。第二十三页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四将(6-12)式代入(6-13)式得

uFM(t)=Ucsin｛［ωc*+Δωsin(Ωt+φ)］t｝(6-14)

已调信号的幅度为常数，其瞬时频率正比于调制信号。调频信号也可以用频谱来表示。单一频率Ω正弦信号调制的调频信号，其频谱不再像调幅信号那样是三条谱线，而是有无限多的谱线。谱线的频率为ωc±Ω，ωc±2Ω,…，ωc±nΩ，其中n为正整数。第n对谱线的幅度为(设Uc=1)(6-15)第二十四页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四调频信号可分为窄带和宽带两类。所谓窄带调频信号是指峰值频偏Δω远小于调制频率Ω，即mf<<1。这时，只有n=0和n=1的贝塞尔函数有值，调频信号只有三条谱线，其带宽为所谓宽带调频信号是指mf>>1，有很多谱线。作为一个粗略的近似，可忽略n>mf的那些频谱，其带宽可近似为(6-16)(6-17)第二十五页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四调相信号的特征是其瞬时相位与调制信号成正比，可表示为

uPM(t)=Ucsin［ωct+ΔφuF(t)］(6-18)

式中Δφ为峰值相偏。若调制信号仍同(6-12)式，则代入(6-18)式得

uPM(t)=Ucsin［ωct+Δφsin(Ωt+φ)］(6-19)

它的频谱也包含有一组间隔为Ω的谱线。频率为ωc±nΩ的频谱幅度为(设Uc=1)

A(ωc±nΩ)=Jn(Δφ)(6-20)第二十六页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-8FM与PM的转换第二十七页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四每个压控振荡器自身就是一个调频调制器，因为它的瞬时频率正比于输入控制信号。图6-8说明如何将一个调频调制器变换成一个调相调制器。调制信号uF(t)经微分后得式中Td是一个常数。uf(t)控制VCO得到输出瞬时频率为VCO的瞬时相位为(6-21)(6-22)第二十八页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四令KoTd=Δφ，则VCO输出信号可表示为

uo(t)=Ucsin［ωot+ΔφuF(t)］这就是一个载波频率等于VCO自由振荡频率ωo的调相信号，与(6-18)式相同，说明图6-8完成了调频信号与调相信号之间的变换。第二十九页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四

2调制器压控振荡器可以直接用作FM调制器。但是由于它的振荡频率的温度漂移以及控制特性的非线性等，不能产生高质量的FM信号。应用如图6-9所示的PLL调制器，可以获得FM或PM信号。其载频稳定度很高，可以达到晶体振荡器的频率稳定度。根据环路的线性相位模型，可以导出在调制信号uF(t)作用下，环路的输出相位(以下均用它们的拉普拉斯变换表示)第三十页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-9PLL调制器第三十一页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四(6-23)VCO输出频率相对于自由振荡频率ωo的频偏即为sθ2(s)。由上式可得(6-24)第三十二页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四若要产生PM信号，需使输出相位θ2(s)与调制信号成正比。从(6-23)式可见，若先将调制信号经过微分得到sU′F(s)，再代入(6-23)式，即可得到(6-25)第三十三页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四为保证调制器具有同样良好的低频调制特性，可用锁相环路构成一种所谓两点调制的宽带FM调制器，其组成框图如图6-10。图6-10两点调制的宽带FM调制器第三十四页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四在环路的线性相位模型上，可以分别计算uF1(t)和uF2(t)的调制作用。uF1(t)产生的输出相位为(6-26)uF2(t)产生的输出相位为(6-27)第三十五页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四式中Kp是前端调相器的调制增益。总的输出相位为将此代入上式得(6-28)第三十六页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四

3.解调器调制跟踪的锁相环路本身就是一个FM解调器，从压控振荡器输入端得到解调输出。系统的框图如图6-11。发射机部分用一PLL集成电路构成，VCO作为FM调制器;PD用一个相乘器，这里用作缓冲放大，只要在另一端加一固定偏置电压即可。接收机是一通用的线性PLL电路。利用PLL良好的调制跟踪特性，使PLL跟踪输入FM信号瞬时相位的变化，从而从VCO控制端获得解调输出。第三十七页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-11FM通信系统第三十八页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四假设输入FM信号，环路处于线性跟踪状态，且信号载频ωc等于VCO自由振荡频率，则由(6-14)式可得到输入相位(6-29)第三十九页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四设PLL的闭环频率响应为H(jΩ)，则输出相位为(6-30)因而解调输出电压为第四十页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-12几种FM解调器电路第四十一页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-12几种FM解调器电路第四十二页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-12几种FM解调器电路第四十三页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四三、数字调频和调相信号的调制与解调

1.数字信号调频与调相最常见的数字调频与调相信号是，二元数据信号的移频键控信号FSK，以及移相键控信号PSK。

2.数字调频信号的产生从原理上讲，方波调频与前面讲过的模拟信号调频没有什么本质的不同。这里着重介绍一些适用的实际电路。第四十四页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-13FSK信号和PSK信号第四十五页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-14FSK调制器第四十六页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四

3.解调器用PLL解调FSK信号有两种不同的方法。第一种是用一个PLL使其始终对输入信号的频率锁定或跟踪。第二种方法是用一个PLL对FSK信号中的一个频率锁定，而对另一个频率则是失锁的。第四十七页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-15XR-215的FSK解调电路第四十八页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-16NE560和NE565的FSK解调电路第四十九页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-16NE560和NE565的FSK解调电路第五十页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-17NE564的FSK解调电路第五十一页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四第五十二页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-18电话拨号音解码电路第五十三页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四

第3节频率合成

一、概述频率合成器是将一个高精确度和高稳定度的标准参考频率，经过混频、倍频与分频等对它进行加、减、乘、除的四则运算，最终产生大量的具有同样精确度和稳定度的频率源。第五十四页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四频率合成的方法主要有三种。最早的合成方法被称为直接频率合成，它利用混频器、倍频器、分频器和带通滤波器来完成对频率的四则运算。典型的一种直接合成模块为双混频—分频模块，如图6-19。第五十五页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-19双混频—分频模块第五十六页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四应用锁相环路的频率合成方法称为间接合成。它是目前应用最为广泛的一种频率合成方法。锁相频率合成的基本框图如图6-20。在环路锁定时，鉴相器两输入的频率相同，即

fd是VCO输出频率fo经N次分频后得到的，即

(6-31)所以输出频率(6-32)(6-33)第五十七页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-20锁相频率合成的基本框图第五十八页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四二、变模分频合成器如图6-20的基本锁相频率合成器中，VCO输出频率直接加到可编程分频器上。各种工艺的可编程分频器都有一定的上限频率,这就限制了这种合成器的最高工作频率。解决这个问题的办法之一是在可编程分频器的前端加一个固定模数V的前置分频器，如图6-21所示。ECL或CaAs的固定模数分频器可工作到1GHz以上，这就大大提高了合成器的工作频率。采用前置分频之后，合成器的输出频率为

第五十九页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-21用前置分频的PLL合成器第六十页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-22双模分频PLL合成器第六十一页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四在这一个完整的周期中，输入的周期数为

D=(V+1)N2+(N1-N2)V=VN1+N2(6-36)

若V=10，则

D=10N1+N2(6-37)

其它的双模分频比，例如5／6、6／7、8／9、以及100／101也是常用的。若用100／101的双模分频器，那么V=100

D=100N1+N2(6-38)第六十二页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-23四模分频PLL合成器第六十三页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四第六十四页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四采用变模分频器的目的在于使合成器能工作在高于可编程分频器上限的频率上。解决这个问题的另外一个途径即是用一个本机振荡器，通过混频将输出频率下移，如图6-24所示。第六十五页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-24下变频PLL合成器第六十六页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四

fo=Nfr+Fm

=(870～2870)×001+90=987～1187MHz第六十七页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四三、多环频率合成器用高参考频率而且仍能得到高频率分辨力的一种可能的方法是，在锁相环路的输出端再进行分频，如图6-25。VCO输出频率经M次分频之后为第六十八页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-25后置分频器的PLL合成器第六十九页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-26三环锁相频率合成器第七十页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四合成器的频率转换时间是由A、B、C三个环共同决定的。因为A、B两个环的参考频率fr=100kHz，C环的参考频率更高，*所以即使频率分辨力达到1kHz，而总的频率转换时间仍为第七十一页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-27CMOS集成双环合成器第七十二页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四环路的输出频率第七十三页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四四、小数分频合成器锁相频率合成器的基本特性是，每当可编程分频器的分频比改变1时，得到输出频率增量为参考频率fr。为提高频率的分辨力就需减小参考频率fr，这对转换时间等性能是十分不利的。我们设想，假若可编程分频器能提供小数的分频比，每次改变某位小数，那就能在不降低参考频率的情况下提高频率分辨力了。这是一个理想的办法，可惜数字分频器本身无法实现小数分频。第七十四页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-28小数分频PLL合成器第七十五页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-29图6-28电路的波形图第七十六页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四五、频率合成器实例

(1)图6-30是一个用MC145106构成的单环锁相频率合成器,作为民用电台的发射机主振和接收机第一、第二本振。第七十七页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-30单工民用电台用单环锁相频率合成器第七十八页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四

(2)图6-31是用MC145106构成的双环锁相频率合成器,应用于航空电台。图崐中上部是一个VHF环,参考振荡频率为1024MHz,鉴相频率为fr1=5kHz。第七十九页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-31双环锁相频率合成器第八十页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四

(3)图6-32是用MC145152构成的前置双模分频的锁相频率合成器,用于航空导航接收机。图中MC3393P是双模前置分频器,按÷V/(V+1)(V=15)模式工作,其最高工作频率是140MHz。参考振荡频率为32MHz。现置定RA2RA1RA0=001,可查得参考分频比为64,则鉴相器工作频率为50kHz。控制N=114～127,A=0～14,即可合成需要的频段86000～95950MHz。第八十一页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-32导航接收机用前置双模分频锁相频率合成器第八十二页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四

第4节载波同步

一、平方环接收信号本身虽然没有载波的频谱分量,但显然内中含有载频的信息,只要经过非线性变换即可产生载波的倍频分量,例如BPSK信号

ui(t)=Uim(t)sin［ωot+θ1(t)］(6-40)第八十三页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四当ui(t)与噪声n(t)同时进入接收机之后,只要经过平方律的非线性变换,即可产生2ωo的频谱分量,即［ui(t)+n(t)]2=Ui2m2(t)sin2［ωo(t)+θ1(t)］

+2Uim(t)sin［ωot+θ1(t)］n(t)+n2(t)(6-41)

设输入带通滤波器的带宽Bi足够宽,可以不失真地传输原始数据信号m(t),而Bi与中心频率ωo相比又小得多,故输出n(t)为带限自高斯噪声,可表示为

n(t)=nc(t)cosωot-ns(t)sinωot=Nc(t)cos［ωot+θ1(t)］-Ns(t)sin［ωot+θ1(t)］

(6-42)第八十四页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四式中

Nc(t)=nc(t)cosθ1(t)+ns(t)+sinθ1(t)Ns(t)=-nc(t)sinθ1(t)+ns(t)cosθ1(t)(6-43)图6-33平方环第八十五页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四将此代入(6-41)式,经2ωo带通滤波器提取出2ωo附近的成分,得输出信号为它与压控振荡器输出电压(6-44)相乘,经环路滤波器滤除4ωo的分量,得到误差电压(6-46)(6-45)第八十六页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四其中Km为相乘器的系数;(6-47)为等效噪声电压。据此可建立环路方程(6-48)第八十七页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四式中Ko是VCO的灵敏度,F(p)是LF的传输算子,相应的等效模型如图6-34。图中等效鉴相器特性

D(θe)=Kdsin2θe(t)(6-49)

它仍是一个正弦鉴相器,只是周期不是2π,而是π。经过线性近似,即当θe(t)比较小时

Kdsin2θe(t)≈2Kdθe(t)

则方程(6-48)式简化为(6-50)第八十八页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-34平方环的等效模型第八十九页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-35平方环线性化噪声相位模型第九十页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四利用这个模型,可在已知输入信号功率Ps、输入噪声单边功率谱密度No等条件下,求得环路的输出相位噪声方差

(6-51)第九十一页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四二、同相—正交环同相—正交环又称考斯塔斯(Costas)环,其组成如图6-36。接收信号被分别送到上下两个支路的两个鉴相器上,上支路与VCO输出正交鉴相,下支路与经90°相移的VCO输出同相鉴相。上下鉴相器输出经低通过滤之后相乘,获得误差电压通过环路滤波器之后去控制VCO的相位与频率。图6-36同相—正交环中,除VCO和LF之外的所有部分的作用是,在接收信号(6-52)第九十二页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-36同相—正交环第九十三页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四和VCO输出信号共同作用之下,产生一个误差电压Ud(t),所以它完全等效为一个鉴相器。不难证明,误差电压(6-53)(6-54)(6-55)是这个等效鉴相器的灵敏度;(6-56)第九十四页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四

第5节位同步

一、非线性变换—滤波法归零码中含有码元速率的频谱谱线,可以用锁相环路直接提取位同步信号。归零码所需的带宽约为非归零码的一倍,因此更为常用的数据信号是非归零码。因为非归零码中没有码元速率的谱线,码元同步的提取需先对码序列进行非线性变换,以恢复其位信号之后才能用锁相环路来提取,方法如图6-37。第九十五页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-37非归零码的位同步第九十六页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四二、同相—中相位同步环与同作载波同步的同相—正交环相类比,可以构成用于位同步的同相—中相环,如图6-38。第九十七页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-38同相—中相位同步环第九十八页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四设输入信号为

x(t)=m(t-τ)(6-57)

同相积分区间为

(6-58)中相积分区间为(6-59)第九十九页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-39三种情况下的同相和中相积分第一百页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四判决器的输出为转换判别器的输出为(6-60)(6-61)第一百零一页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四相乘器输出

ud(t)=Ik·Jk(6-62)

由于输入码元序列出现数据转换的概率为1/2,故平均误差电压(6-63)(6-64)(6-65)(6-66)(6-67)第一百零二页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-40同相—中相位同步环的归一化等效鉴相特性(ξ=1)第一百零三页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-41同相—中相位同步环归一化等效鉴相特性(ξ=1/2)第一百零四页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四三、早—迟积分清除位同步环图6-42为绝对值型早—迟积分清除位同步环,信号与噪声一起同时进入早、迟积分器。第一百零五页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-42绝对值型早—迟积分清除位同步环第一百零六页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四由图6-43可见,早积分器的清除时刻超前于迟积分器的清除时刻,超前量为T-2Δ。为使两者在时间上对齐,图中的延迟是必要的。两路积分输出在比较器中相减,则可获得所需要的误差电压,误差电压经滤波后控制VCO就可实现同步。同样,早—迟积分清除位同步环中,除了VCO和LF之外的全部电路可等效为一个鉴相器,其等效鉴相特性为

D(τe/T)=2KATsDn(τe/T)(6-68)

式中Dn(τe/T)为归一化等效鉴相特性

(6-69)第一百零七页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-43早、迟积分器的积分区域第一百零八页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-44绝对值型早—迟积分清除同步环的归一化等效鉴相特性第一百零九页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四

第6节FM立体声解码

主信号L+R、附加信号L-R调制形成的抑制载波的DSB—AM信号，再加上19kHz的导频信号，组成了立体声复合信号，即(6-70)第一百一十页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-45立体声复合信号的频谱第一百一十一页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四锁相环FM立体声解码器的框图如图6-46。它主要有三部分组成：产生19kHz方波信号的锁相环路、锁定指示器和解码器。第一百一十二页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-46锁相环FM立体声解码器框图第一百一十三页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四同步解调，在V1的输出端得到

UL=05(L+R)+032(L-R)=082L+018R

在V2的输出端得到

UR=05(L+R)-032(L-R)=018L+082R

经后续网络的合成，L输出端得到

UL-022UR=078LR输出端得到

UR-022UL=078R第一百一十四页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-475G3361的框图与应用电路第一百一十五页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-475G3361的框图与应用电路第一百一十六页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四

第7节彩色副载波同步

在彩色电视中，彩色全电视信号包括亮度信号、色差信号、色同步信号和行同步信号。其中亮度信号由三基色组成

EY=03ER+059EG+011EB(6-71)

式中EY、ER、EG和EB分别表示亮度、红色、绿色和蓝色信号电压。第一百一十七页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四在我国通用的PAL制中，色度信号是一种特殊的调幅信号。它利用两个色差信号：一个是红基色信号ER和亮度信号EY之差

ER-Y=ER-EY=07ER-059EG-011EB(6-72)

另一个是蓝基色信号EB与亮度信号EY之差

EB-Y=EB-EY=-03ER-059EG+089EB(6-73)第一百一十八页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四用这两个色差信号分别对互为正交的两个同频色副载波ωsc进行平衡调制，得到

F=ER-Ycosωsct+EB-Ysinωsct(6-74)第一百一十九页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四在PAL制中，为了克服相位失真而引起的色调变化，色度信号是经过逐行倒相的，如奇数行

Fo=EB-Ycosωsct+ER-Ysinωsct

偶数行

e=EB-Ycosωsct-ER-Ysinωsct第一百二十页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-48PAL制彩色电视的色差信号解调第一百二十一页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-49D7193AP/P色处理电路框图第一百二十二页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四

第8节电动机转速控制

利用锁相环路可以很低的成本对直流电动机转速实施非常精确的转速控制，这在工业生产技术上是十分有用的。与常规的电机转速控制技术相比，锁相技术具有明显的优点。典型的电机控制方案如图6-50。第一百二十三页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-50电机转速控制系统框图第一百二十四页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四用锁相环路构成的电机转速控制系统的框图如图6-51，其中VCO已由电机和光转速表取代。图6-51PLL电机转速控制系统框图第一百二十五页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四在激励电压uc的作用下，电机转动角速度为(6-75)(6-76)(6-77)(6-78)(6-79)第一百二十六页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四第一百二十七页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-53普通VCO和电机阶跃响应的比较第一百二十八页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-54PLL电机转速控制系统模型第一百二十九页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-54的系统模型可简化为图6-55，前向传递函数用G1(s)表示，反馈网络传递函数用G2(s)表示。系统的开环频率响应则为(6-80)第一百三十页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-55图6-54的简化图第一百三十一页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四第9节锁相接收机图6-56是卫星多普勒测速的示意图。图上vR表示卫星相对于地面站的径向运动速度，R代表卫星至地面站的距离，则有关系(6-81)第一百三十二页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四设卫星向地面发射的信标信号频率为ωt，则地面站接收信号的相位为(6-82)(6-83)(6-84)第一百三十三页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-56卫星多卜勒测速示意图第一百三十四页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-58锁相接收机的工作原理可简述如下。设混频器输入信号电压u1(t)=U1sin［ω1t+θm(t)］(6-85)式中θm(t)为附加调制相位。倍频器的输出电压为u2(t)=U2cos［ω2t+θ2］(6-86)混频器输出经放大后的中频电压为u3(t)=U3sin［ω3t+θm(t)-θ2］(6-87)第一百三十五页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四式中

ω3=ω1-ω2

参考信号电压为

u4(t)=U4cos(ω4t-θ4)(6-88)为分析方便，设θ4=0，则鉴相器输出电压为

ud(t)=Udsin［(ω3-ω4)t+θm(t)-θ2］(6-89)第一百三十六页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-57双程多卜勒测量系统(a)地面系统；(b)相干应答器第一百三十七页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四图6-58锁相接收机的一般形式第一百三十八页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四若选择中放回路的调谐频率ωir等于ωt-ω2，考虑输入信号载频的多卜勒频移ωd，则有

ω1=ωt+ωdω3=ω1-ω2=ωir+ωd

接收机设计中选择

ωir=ω4

则有

ω3-ω4=ωd

第一百三十九页，共一百五十六页，编辑于2023年，星期四代入(6-89)式，得鉴相器输出为

ud(t)