微波实验报告信息与通信工程学院

实验二分支线匹配 五、实验结果分 实验三四分之一波长阻抗变换 实验六功率分配 dddYB形式。然后，此短截线的电纳选择为jB，根据该电纳值确定分支短截线的长度，这样就达到匹配条件。

ZinZL

Z0rd14d28。画出几种可能1.8GHz2.2GHz的变化。OUTPUTEQUATION（如图）Rp：1+jx

Y-SmithT1dl所对d和l的电长度、介质基片的r、HTXLINE计算微线物理长度和宽度。此处应该注意电长度和实际长度的联系（360对应二分之一波长如图，先从负载阻抗处沿等反射系数圆顺时针旋转至1+jx圆上。 1+jx（360- 根据转过的角度和介质基片的r、HTXLINE计算微带线物理长度1.8—2.2GHz。其中，MLSC代表单短截线，MLINID=TL2ld。只调节长度，范围为10，调谐后使输入端口的反射系数幅值在中心频率2GHz处最低。调谐之后的原理图和测量结果如下图OUTPUTEQUATION。如下图所示。其中参数说明如下：

Tld114Rp：1+jx圆Rf：旋转/8后的辅助圆Y-SmithT1d114电长Tl0，位于圆图中心匹配点。d114电长度后得到的阻抗）沿等电导圆旋转至由1+jx/8电导的变化值：Y2=0-(-1.9913)=Y1Y2对应的电导圆与大圆的交点在圆图上标出。从开路点沿等反射系数圆顺时根据转过的角度和介质基片的r、HTXLINE计算微带线物理长度1.8—2.2GHz。其中，MLEF代表开路线，MLINID=TL2者代表单短截线距负载的距离。双支节网d14d28。调谐分支线的长度l1、l2。只调节长度，范围为10，调谐后使输入端口的反射2GHz处最低。调谐之后的原理图和测量结果如下图所示：在这次试验中，我选用的都是开路线，于是在读Smith圆图的时候，没有，得到的TXLine计算微带线的位置以及长度的过程中，发现理论值有的时候不2、在老师的指导下明白了，圆图上的坐标是反射系数，要标阻抗点需要将其先RL假设主传输线特性阻抗为Z0但是RLZ0,则可以在RL与主传输线之间接入一段特性阻抗相等。这样就实现了匹配。根据传输线理论得：Z1RL4f0ff0|

Z11Z11

||

1|

(RL(RL1)24(RL)tan2(f 定义下列为变阻器的中心频率和相对带宽f0(f1f2)/

Wq(f2f1)/f0f2f1分别为频带的上下边界，f0为中心频率，Wq为相对带宽。假设m

f1

fm||m，代入式*Z0 Z0

11m

|RLZ0W2(f0fm 0Z0 Z01mqW2 1mq

|

另外对应于频率f（对应）的相位为 (fm)，因此W也可表示为

0 0W=2 RmaxZ0RminZ0

Z1

Z0Z0Z0Z0/1/Z04变换器接在电压波节位置（LMZ0Z1

4变换器接在电压波腹处（LN处NZ0Z1Z2，ZnZn1Zn1ZnZn1Z2Z1Z0，每节点长度均为l，l为在中心频率（（二项式多节阻抗变换器的近似设计

lnZn

2NCNlnnZn

C C (N

1

1/Nm arccosm m 1

1/NW2

arccosm 切多节阻抗变换

切阻抗变换器的设计方法是：使它的反射系数的模随按切多项式变化附录6中给出了 阻抗变换器的设计表格，其中R为阻抗比，RRL，n为节数m1注意表中给出的是驻波比，带内最大驻波比与反射系数的模的关系为：m1m1

RL=150f0=3GHzZ0=50，介质基片r=4.6H=1mm0.11、2、节二项式变阻器以及3节切阻抗变换器在给定的反射系数条件下比较它们的工作带ZL=（85-j45）f0=3GHzZ0=50，在电压驻波波腹或波节处利用单节四分之一波长阻抗变换器，设计微带线变RLRLZ1

lnZ1

22C2ln00

ln

22C2ln11解得：Z1 Z2

23C3ln00

ln

23C3ln11

lnZ2

23C3ln22Z1

Z2

Z3A

L4

21150501501Wq2arccosA

4

2215050150 W2 A2N

2315050RL 150 W2 TXLINE计算相应微带线的长度及宽度。每段变阻器的长度为四分之一波长（在中心频率，即lg04g0f0处微带线LM，计算变换器的特性阻抗；SmithLN在OUTPUTEQUATION中输入以下TL为负载反射系数，T为过此点的等反射系数圆。标在圆图上如下图所示。分别LMLN对应的角度分别为：180-33.6=146.4、360-33.6=326.4然后可以从下图中读出二者的归一化阻抗值（即实轴上两点的归一化阻抗反归一化得：RM=0.428*50=21.4单节四分之一波长变换器的中，可得Z1m

RNZ1n RNTXLINE计算相应微带线的长度及宽度，以及对应LMLN的微带线长度。Zlm、Zln90度的电长度TXLINELM、LNLM、LN50TXLINE中进行计算。计算结果如下：ZWLZWL(Z0其电长度为90度，特性阻抗是根据计算所得；第三行为第三节微带线，目的是将复数MicrowaveOffice下完成单节变阻器、二项式多节变阻器原理图，要考虑微带Proj下添加图，测量反射系数。：调谐各微带线的长度。只调节长度，范围为10，调谐后使输入端口的反射系对于纯电阻负载，上述指标不变，采用3节切阻抗变换器重新设计上述1mm16mm计算得阻抗比RRL=3， 1m=1.1=1.22。查带内驻波比和R与W的关mZ 1Z

表，得相对带宽为1。又根据Wq与R查各节归一化特性阻抗表，得z11.24988Rz2 1.732z3Rz1=2.400。反归一化得：Z162.494Z286.6RZ3120TXLINEZWL 间三段分别为Z1、Z2、Z33GHz处最低。调谐之后测量结果如下图所示：测量结果（幅度图由图中可见，随着变阻器节数的增加，m0.1dB2、我分别建了多个原理图，用来实现单节、二、三节二项式、三节切变阻器，k2Pk2P（Pk2P1端口接匹配负载时，23端口（ 3端口到2端口）的传输系数表示功分器的度；当3端口（或2端口）接匹配负载时12端口（3端口）23端口。1Z0，12端口、13Z02、Z03，线长为g4。R2、R32端口、3端口向负载看过去的阻抗。R2端口、3端口之间的电阻Z02Z03R2R3电压为V和VPk2P |V|2/Rk2|V 为了使在正常工作时，电阻R上不流过电流，则VV，于是得Rk2R。若R2kZ0R3Z 2因 微带线长为g/4，故在1端口处的输入阻抗2

//

03/22为使1端口无反射，微带线在1端口处的总输入阻抗应等于1端口的特性阻抗Z022即

Y01/

02 ////

|2/

k2|

|2/

11 k 下面确定电阻R的计算式跨接在2端口和3端口之间的电阻R是为了得到2端口与3端口之间互相的作用。1端口输入，2端口、3R2R3时，2、3两端口等电位，故电阻RR23R2R3时负载有反射，这是为使2、3两端口彼此，R必须有确定的值，经计算：RZ0(1k2)/2端口、3端口的特性Z02Z0R2Z04g43Z0R3Z05，电长度为g4Z04Z05

2 (RZ 2

3 (RZ 3R的寄生效应尽量减小。0 微带线功分器。已知：端口特性阻抗Z50，功分比k21.5，介质基片为：r=4.6，H=1mm。指标如下：0 度（20lg|S32|）不小于25dB 计算R2、R3、Z02、Z03、R、Z04、Z05的值。将输入到OUTPUTEQUATION中进行计算，结果如下图所示：TXLINE计算相应微带线的长度及宽度。建立一个新项目，选择单位和项目1.8~2.2GHz。TXLINE90度，中心2GHz。ZLWR设是和Z03x1、分别为Z02、Z03连接线的长度，则有x1+x=20.83,x2+x=20.21。又设p和q是连接电阻的微带线长度。假设电阻长为3mm，p取(x1+x2-3)/2p+q+3=x1+x2（RZ02Z03微带线之间的垂直距离相同GLOBALDEFINATION中。如下RR一致R确定，长度可以调整。上述约束关系也需写到原理图中，便于调谐时使用添加测量，测量输入端口到两个输出端口的传输系数（|S31|，|S21|）以 |S32|S实验要求中心频率在2GHz，在1.8~2.2GHz时满足度不小于25dB，功分比为1.746~1.7752GHz，且1.8GHz时明显小于25dB20lg|S31|-20lg|S21|=[-2.288-(-4.078)]=1.79>1.775调谐电路元件参数，选择调谐变量，调整变量的数值，在图上观察功分比和RZ02

p+q+3=x1+x2x、pZ04Z05的值。图中dB图如下：可见此时中心频率在2GHz，在1.8~2.2GHz频率范围内度大25dB以上。上面20lg|S31|-20lg|S21|=[-2.339-(-4.111)]=1.772，因此功分比也满足当功分比k2=1时，上述功分器变为等分功分器，它将输入功率分为相等 OUTPUTEQUATIONk1由计算结果可见，Z04Z0550，与端口的阻抗值相同，这时不再需要TXLINEZLWR添加测量，测量输入端口到两个输出端口的传输系数（|S31|，|S21|）以 度|S32|1.8GHz25dB，经过调谐后得：RZ02

p+q+3=x1+x2。调节x、p、Z04、Z05的值。图中所示为调谐之后的结果。这dB图