高频开关变换器中的磁性元件设计

高频开关变换器中的磁性元件设计摘要：鉴于常规的磁性元件设计方法存在局限性，不能全面反映其实际工作情况。本文针对600W双管正激变换器中的高频变压器采用MneticsDesi软牛进行自行设计，给出了具体的设计方法和设计过程，并通过Pspice仿真验证其设计效果。1、引言在高频开关变换器中磁性元件的应用非常广泛，主要有变压器和电感器两大类：当变压器用时，可起电气隔离、升降压及磁耦合传递能量等作用;当电感器用时，起到储存能量、平波与滤波等功能。并且其性能的好坏对变换器的性能产生重要影响，特别对整个装置的效率、体积及重量起举足轻重的作用。因此，磁性元件的设计是高频开关变换器设计中的重要环节。高频开关变换器中的磁性元件设计，通常是根据铁芯的工作状态，合理选用铁芯材料，正确设计计算磁性元件的铁芯及绕组参数。但由于磁性元件所涉及的参数太多，其工作状态不易透彻掌握，因此常规的设计方法不能全面反映其实际工作情况和考虑其它因素的影响，也就很难达到所需的性能指标和满足设计要求。针对高频开关变换器中的磁性元件设计的重要性、必要性及其复杂性，笔者采用Intusoft公司的MneticsDesi软牛根据磁性元件的实际工作情况进行计算设计，获得较理想的效果。本文首先介绍了磁性元件设计中应考虑、注意的一些问题，并针对600W双管正激变换器中的高频变压器给出了具体的设计方法和设计过程，最后通过仿真加以验证。2、磁性元件设计中应考虑的一些问题铁芯瞬态饱和在高频开关变换器启动瞬间，由于双倍磁通效应，其磁性元件的铁芯可能瞬态达到饱和，从而产生很大的浪涌电流，导致与磁性元件相连的开关器件损坏。因此，为防止铁芯瞬态饱和，可采用的方法：一是把工作磁感应强度值减小，但这样会降低铁芯的利用率;二是增加软启动环节，启动时减小功率管的导通脉冲宽度，然后逐渐增大磁感应强度到稳态值。绕组的漏感绕组的漏感对高频开关变换器产生很大的负面效应，影响其正常运行。例如当功率开关关断时，绕组的漏感储能释放，在主开关上产生电压尖峰，使功率器件电压应力增大;另外，一台开关变换器中有多个磁性元件，因而有多个寄生电感，造成严重的电磁干扰(EMI)。为减少绕组的漏感，可采取的措施有：一是选择合适的铁芯结构和形状;二是绕组设计成瘦高型，增加绕组高度，减小绕组厚度;三是绕组采用绞合铜线或宽薄铜箔，使铜占因子升高;四是采用分层交叉绕制方法，使绕组耦合紧密。集肤效应磁性元件在高频工作时，导线中通过交变电流会产生集肤效应，即导线横截面上的电流分布不均匀，内部电流密度小，边缘部分电流密度大，使导线有效横截面积减小，电阻增大。为使集肤效应的影响减小，导线直径应不大于两倍渗透深度。3、双管正激变换器中的高频变压器设计图1为组合双管正激变换器的电路原理图，MLM2,D1,D2与副边拓扑构成1#双管正激变换器，M3,M4，D3，D4与副边拓扑构成2#双管正激变换器。工作时，2#变换器的控制脉冲相对于1#变换器移相了1800，双路变换器交替工作，向副边传输能量，通过二极管D1,D2或D3,D4向原边输入电源回馈能量，实现铁芯磁复位。图1组合双管正激变换器的电路原理图下面针对图1中的高频变压器进行具体的分析与设计，电路的参数如下：输入电压Vcc=12V，输出电压Vo=120V，输出电流Io=5A，开关频率f=100K，工作占空比D=0.45,滤波电感Lf=50uH。高频变压器的磁分析由于加在变压器原边的激磁电压为单向脉冲，铁芯的磁状态工作于局部磁滞回线上，如图2所示。当功率管导通时，t£[0,DT],变压器原边正脉冲电压序列激磁，铁芯内磁感应强度B沿局部磁滞回线从Br磁化到Bm;关断时，te[DT,T],变压器原边电压为零，铁芯通过二极管实现磁复位，磁感应强度B沿局部磁滞回线从Bm去磁至Br。图2变压器铁芯的局部磁滞回线通过图2可知，由于铁芯磁状态只在B-H平面第一象限内变化，故铁芯不能充分利用,利用率较低，并且工作于局部磁滞回线，磁导率也较低。因此，对于双管正激变换器中的高频变压器，应选择高Bs、高磁导率、低Br及低损耗的磁性材料。高频变压器的参数分析计算单路变压器的工作频率f=100k,因此，对于滤波电感其工作频率为2f=200k,分析计算可得:峰峰值电感电流:A4=।嗫 -二？/£/=1,2月其中，VD：续流二极管压降，取为0.5v。电感的平均电流：『工=『口=5&电感的最大电流：U=Il+MJ2=5.6A电感的最小电流：Il^=Il-MJ2=AAA变压器副边直流电流的平均值：，"口=口（/上吨+^Zmin），2=225月变压器副边交流电流的平均值：=上maK父+(/ZmaK一/工min了/3=3.36A国5虹）=J'黑快口一『短虹）=之5工变压器原边电压:其中，Vmosfet：功率开关管的导通压降，取为0.5v。变压器副边电压：%”区+险用）以口=1弘，其中，VDW：整流二极管的压降，也取为0.5v。原、副边匝数比：w曝区+唯科)/20用== =1Z.Z%内 吃7-2R曝d捌变压器原边直流电流的平均值:蜀”"）=’厘心试、x甩=27.45A变压器原边交流电流的平均值:另外，单路变压器的输出功率为320W(考虑损耗)，最大室温为25摄氏度，最大温升为60摄氏度。通过以上的参数分析计算，得到高频变压器的设计规格如表一所示：表一高频变压器的设计规格铁芯带式EF Ffir-艮加材料料夹F工高照？量大我然可利国因子tMw)90斜最大沸升崩摄氐层最大支遢H摄氏跳私通旅式半波1善一管，藤)遮影帝式单向肚冲波第出动率330W工作巍率I0DK库边电应I1V原口直再电施27y54原垃交流电需30.5A和i电总IMV用弱瓦潦电汽2.35A耳边交诧延洛2.5A高频变压器的软件实现及Spice模型根据表一的设计规格，使用MagneticsDesigner软件完成高频变压器的自行设计。首先选取适用的铁芯与材质，当输入工作频率值后，铁芯精灵软件会自动选取适当的铁芯尺寸，并由程序自动最佳化处理尺寸大小，然后在变压器窗口中输入相关绕组电压值与电流值等设计规格，进行多次的改进设计，最后MagneticsDesigner会将变压器的电气特性与绕组规格产生完整的输出报告，以转交给制造商制作高频变压器或提供给使用者作设计参考。另外，MagneticsDesigner软件可以建立所设计的高频变压器Spice模型，此模型包括所有的铁芯损与铜损、交流与直流电阻、漏电感与磁化电感和绕组电容等，并且是以子电路的形式实现的，可以很容易的与Pspice电路仿真软件进行嫁接，实现很完美的仿真。图1中的高频变压器Spice模型子电路清单如下：*SRC=Untitled;Untitled;Transformers;;Fair-Rite,E42/21/15(94—036002)*SYM=Untitled.SUBCKTUntitled1234Copyright(c)Intusoft2000.Allrightsreserved,redistributionprohibited.Fair-Rite,EFerrite,75_10100K_25C,E42/21/15(94-036002)exempt310973693-17580*******Rdc1N41N61372.5ULmagN41223.17URcoreN412129.5Rac1N611372.5ULaciN611i.778n*******L12N41in251.3mCi_2in22-925.IPC2_23249.720PC3_232N4218.87PEfwd2N824in2212.50Vsens2N82N42Ffbk2in22Vsens212.50Rdc2N42N6277.67mRac2N62377.67mLac2N623370.8n.ENDS3.4仿真结果为了验证高频变压器的设计结果，对图1所示的组合双管正激变换器进行了Pspice仿真，其中的高频变压器采用MagneticsDesigner软件所生成的Spice模型，主要仿真波形如图3所示。(a)输出电流波形(b)输出电压波形图3组合双管正激变换器的主要仿真波形图3(a)、图3(b)分别是变换器输出电流和输出电压的波形，仿真结果