模块化多电平换流器及其在高压直流输电中的应用

模块化多电平换流器及其在高压直流输电中的应用

0模块化多电平拓扑结构及其对高压直流输电系统的改进在世界范围内，能源和能源行业需要采取更加灵活、经济、环保的配电模式，以应对技术、经济和环境的挑战。因此，对先进能源电子设备的需求正在变得越来越紧迫。电压源换流器型直流输电(voltagesourceconverter-highvoltageDC,VSC-HVDC)的技术优势使其在可再生能源并网、无源网络供电、城市电网供电、异步交流电网互联等领域都发挥了积极作用,并在近些年取得很大发展。VSC是VSC-HVDC输电系统中的核心组成部分,其拓扑结构及调制策略对VSC-HVDC的运行特性以及VSC-HVDC工程的有效性、经济性和可靠性都有很大的影响。目前已投运的VSC-HVDC多采用两电平VSC或三电平VSC拓扑结构。两电平VSC存在的主要问题是过高开关频率带来的过高开关损耗、IGBT串联带来的静态、动态均压和电磁干扰,另外,对器件的开关一致性要求很高;三电平VSC存在的主要问题为直流侧的均压和直流侧中性点存在的3次谐波电流影响。上述两种拓扑结构也给VSC的设计、布局及装配带来了极大的难度。为了解决上述VSC的问题,西门子公司提出了一种适用于HVDC和FACTS的新型VSC拓扑结构——模块化多电平换流器[10,11,12,13,14,15,16]。MMC采用模块化设计,通过调整子模块的串联个数可以实现电压及功率等级的灵活变化,并且可以扩展到任意电平输出,减小了电磁干扰和输出电压的谐波含量,输出电压非常平滑且接近理想正弦波形,因此在网侧不需要大容量交流滤波器;开关器件的开关频率低,开关损耗也相应减少;由于MMC拓扑将能量分散存储在桥臂的各个子模块电容中,提高了故障穿越能力。MMC的这些特点提高了高压直流输电系统的经济性、可靠性和适应性。虽然西门子承建的世界上首个采用MMC的直流输电工程(TransBayCableProject)已于2010年3月在美国投入商业运行,但是目前国内外学术界对MMC型电压源换流器直流输电技术的研究相对较少,诸如调制策略、电容电压平衡控制、故障保护等关键技术还没有得到完全解决,亟待深入研究。文献介绍了MMC这一适用于VSC-HVDC的拓扑结构,仅就换流器的外部特性及优缺点进行叙述。文献[13-14]提出一种适用于电机调速的具有高开关频率的多电平空间矢量调制方式,但其不适用于需尽可能降低损耗的高压大容量的VSC-HVDC输电领域。文献得到了电容电压参数设计的表达式,且提出一种引入附加开关点的电容电压平衡控制策略,但是并没有提出相关的MMC调制方式,预充电程序也有待完善。文献的电容电压平衡策略中子模块电容电压参考值只考虑了交流侧电压对其影响,没有考虑到直流侧电压的变化对其影响,因此不适合在VSC-HVDC输电领域应用。本文针对MMC拓扑及其在高压直流输电领域中的应用,提出了一种新颖的适用于模块化多电平换流器的CPS-SPWM,推导出采用该调制策略的MMC运行时的输出波形傅里叶级数表达式。该策略动态调节能力强,且使MMC在较低开关频率的同时,亦具有良好的谐波特性。MMC子模块间的电容电压平衡问题,是MMC的研究难点之一。本文根据子模块能量均分和电压平衡两种原则,结合换流器拓扑结构特点和调制策略,提出了一种子模块电容电压平衡控制策略,确保各子模块电容电压处于相同的等级范围。该电容电压平衡控制策略可使MMC工作在很低的开关频率,且各子模块电容电压无需排序,减少了IGBT的开关次数,使MMC的开关损耗大大降低。1子模块电压的测量图1为MMC的拓扑结构,它由6个桥臂构成,其中每个桥臂由若干个相互连接且结构相同的子模块(submodule,SM)与一个电抗器L串联构成,上下2个桥臂构成一个相单元。根据MMC的模块化设计,6个桥臂具有对称性,各子模块的电气参数和各桥臂电抗值都是相同的。与以往VSC拓扑结构显著不同的是,模块化多电平换流器在直流侧正负极之间没有直流储能电容。MMC的子模块由一个作为开关单元的IGBT半桥和一个直流储能电容构成,如图2所示。图中,K1为高速旁路开关;K2为压接式封装晶闸管,这2个元件是作为保护措施来增强MMC的安全性;USM为子模块的输出电压;iSM为该子模块所在桥臂的电流;UC为子模块的电容电压。每个子模块都是两端元件,通过2个开关单元T1和T2的作用,USM可以同时在2种电流方向的情况下进行电容电压UC与0之间的切换。具体开关状态如表1所述。其中,1表示导通,0表示关断。图3为MMC-HVDC系统中整流侧的等值电路图,桥臂中的R代表桥臂器件的等值损耗电阻。由于换流器中3个相单元具有严格的对称性,以a相为例。P点和N点表示换流器直流侧的正负母线,它们相对于参考中性点o的电压分别为Udc/2和-Udc/2。ua1和ua2分别是a相上、下桥臂可控电压源电压;uao为a相交流输出侧的电压。可以得到将式(1)中的上下两式相加,得到由式(1)可知,三相交流电压的输出是通过对相单元中上、下桥臂处于投入状态的子模块个数进行调整而得到的;由式(2)可知,直流电压等于相单元中上、下桥臂电压之和,即保证相单元中在任何时刻投入的子模块个数都相同,这些是MMC正常工作的必备条件。由于MMC中3个相单元具有严格的对称性,并且相单元中上、下2个桥臂同样也具有严格的对称性,因此直流电流Idc在3个相单元间被均分,a相的输出端电流也被上、下2个桥臂均分为2部分。可以得到a相上、下桥臂电流为根据MMC中三个相单元的对称性,b相、c相与a相具有上述同样的工作机理。2cps-spwm调制策略要实现系统高性能和高效率的运行,不仅要有适当的电路拓扑结构作为基础,还要有相应的调制策略作为保障。针对大功率多电平换流器,目前一般有如下几种调制策略:阶梯波脉宽调制、消除特定次谐波调制、多载波PWM技术、多电平电压空间矢量控制、载波移相脉宽调制技术。其中,阶梯波脉宽调制虽然算法简单,但是输出电压的调节依靠直流总线电压或移相角,动态调节困难且开关次数的多少受电容电压平衡控制影响,损耗不一定明显减少;消除特定次谐波调制技术在计算开关点的时候需解非线性超越方程,计算复杂,一般通过离线查表法完成控制,动态特性差;多电平电压空间矢量控制中电平数与电压空间矢量数目成立方关系,因此该技术在电平数较高时会受到限制。因此,针对应用于VSC-HVDC领域的MMC需要电平数多的特点,采用易于实现的CPS-SPWM更具有优势,且该技术能够在较低的器件开关频率下实现较高等效开关频率的效果,具有良好的谐波特性。CPS-SPWM调制策略指,对于每个桥臂中的N个子模块,均采用较低开关频率的SPWM,使它们对应的三角载波依次移开1/N三角载波周期,即2π/N相位角,然后与同一条正弦调制波进行比较,产生出N组PWM调制波信号,分别驱动N个子模块单元,决定它们是投入或是切除。将投入的各子模块输出电压USM相叠加,得到MMC的桥臂输出电压波形。根据文献[17-18]推导得出N个子模块的输出波形叠加之后,总输出波形的傅里叶级数表达式:式中下标T为整个采用CPS-SPWM调制策略的MMC的输出变量。输出频谱中包含以下成分:1)基波分量。当k=1时,可得基波分量:式中:N为模块数;UC为子模块电容电压;Utr为三角波幅值;Qmod为调制波幅值。2)载波分量。当k=mNkc,m=1,2,…∞时,可得载波谐波:式中:J0(⋅)为0阶贝赛尔函数;kc为频率调制比。3)边带谐波分量。当k=mNkc+n,m=1,2,…∞,n=±1,±2,±3…时,有式中Jn(⋅)为n阶贝赛尔函数。由式(5)—(7)可见,采用CPS-SPWM的N个子模块输出电压为单个子模块的N倍,且呈线性放大;等效开关频率提高N倍,且当N为偶数时,载波谐波不存在;当mN+n为偶数时,边带谐波不存在。因此,该技术能在较低的器件开关频率下实现较高等效开关频率的效果,具有良好的谐波特性。在MMC的同一相单元中,应使上、下2个桥臂的调制波相互反相,这样在任意时刻每个相单元中上、下2个桥臂被触发投入的模块个数互补于N,从而保证在任意时刻每个相单元都有N个子模块投入。调制波的相角参考如表2所示。3电压平衡法的制定3.1子模块设置频繁频繁切换为实现MMC中各子模块的电容电压平衡,文献所述的做法是:控制与监测系统需要不断地检测同一个桥臂内的各子模块电容电压和桥臂电流,然后通过软件对子模块电容电压进行排序,最后根据桥臂电流的方向有选择性地投入或切换相应的子模块。这种方法操作简单,易于硬件上的实现,但是为了实现保证各子模块电容电压的一致性,必须在极短的时间内监测并控制各个子模块的轮换,这样势必造成子模块中的开关单元频繁开通和关断,从而增大了换流器的开关损耗。针对这种问题,结合CPS-SPWM调制方式,提出了一种新的电容电压平衡控制策略,这种策略提前设定好子模块的开关频率,然后根据调制波的变化来决定子模块的触发状态,从而调节其充放电时间,进而实现桥臂中各子模块的电容电压平衡。3.2换流器内部的环流换流器中的3个相单元并联于直流侧母线上,在运行时每个相单元产生的直流电压很难保持严格一致,因此就有环流在3个相单元间流动,图4为MMC换流器内部的环流原理图。由于图3所示的换流器的各相单元结构是对称的,以a相为例,icir1为流经a相单元的环流,由图4可得得到环流icir1表达式:其它相单元依次类推。由式(8)—(9)可以得出,环流只存在于换流器内部,独立于换流器外部所接电源或负荷。尽管桥臂电抗可以限制环流的大小,但是相单元间环流的存在仍会使桥臂电流发生畸变,也会对电容电压平衡产生一定影响,所以就有必要采用合适的控制策略对电容电压平衡和环流进行协同控制。3.3电容电压平衡控制本文根据文献中的相关理论,将电容电压平衡控制分2个部分。环流是在各模块间循环流通的,并且不受负荷侧电流的影响,可以设计一个独立的环流控制内环来实现对环流的调节。电压外环采用PI调节器,控制相单元中平均电容电压值跟踪电容电压参考值,PI调节器的输出作为电流给定;电流内环也采用PI调节器,控制环流跟踪给定环流参考值的变化,其输出作为电容电压平衡控制调节量。例如,uCref≥uCav时,环流参考值icirref增加。电容电压控制中的独立电流环迫使环流实际值跟踪环流参考值。因此,环流控制环的反馈控制使uCav在不受负荷侧电流的影响下跟踪它的参考值uCref。电压环采用比例调节器,控制子模块电容电压跟踪电容电压参考值,其输出为电容电压平衡控制调节量。以A相上桥臂为例,由于电容电压平衡控制是根据上、下桥臂电流方向来调节的,因此uBjaref的极性也就由ia1和ia2来决定。当uCref≥uCja,换流器应该从直流侧来获取能量为桥臂上的电容充电,如果ia1>0,uBjaref为正值,这样就与ia1合成正的功率流向换流器;如果ia1<0,uBjaref就为负值,这样与ia1合成为流向换流器方向的功率。相反,当uCref<uCja,换流器为直流侧提供能量,上桥臂的电容放电,如果ia1>0,uBjaref为负值,它们合成的功率流向直流侧;当ia1<0时,uBjaref为正值,它们合成的功率也是流向直流侧。根据上述原则,下桥臂电容电压调节量uBjaref为3.4振幅信号的增强根据图3所示的等值电路图,可得每个子模块电容电压的参考值:由式(13)、(14)可知,本文中设定的每个子模块电容电压参考值不仅受换流器交流侧电压影响,而且也受实际直流侧电压变化的影响。而文献目的在于通过逆变器得到良好的交流电压,将直流电压设为定值,这是与本文有显著区别的。在式(13)、(14)中加入电容电压平衡控制量,可得最终参与到载波移相调制策略的调制波幅值:如图7所示,每个子模块都有与之相对应的ujaref,每个桥臂采用N个不同相位的三角载波与幅值为ujaref的N个子模块调制波进行比较,生成相对独立的N组PWM调制信号,分别驱动上桥臂N个子模块的功率器件,决定它们是投入或是切除。将投入的各子模块输出电压叠加,得到MMC的桥臂PWM输出电压波形。4无功功率仿真在PSCAD仿真环境中搭建基于CPS-SPWM的11电平两端MMC-HVDC输电系统。其中每个相单元有20个子模块构成,上下桥臂各有10个。交流侧系统参数为:两侧交流侧额定线电压6.12kV,换流电感Xeq=0.1pu,等效损耗电阻Req=0.02Ω。直流侧系统参数:额定电压Ud=10kV。换流器桥臂电抗XL=0.1pu,R=50mΩ,各子模块电容电压参考值为1kV。CPS-PWM调制频率为200Hz。在仿真中,对整流器采用定直流电压和定无功功率控制,逆变侧采用定有功和定交流电压控制。下面以整流侧的仿真结果为例来介绍。1)直流电压恒定,无功功率参考值在t=2s时由-1Mvar阶跃到1Mvar。结果如图8—10所示。2)无功功率参考值保持1Mvar不变,直流电压在t=2s时由10kV调节至9kV。结果如图11—13所示。由图8—10可见,在系统无功功率发生翻转时,桥臂中子模块电容电压依然保持良好的一致性且能稳定在相同的等级范围,从而保证直流母线电压和系统输送的有功功率保持不变。由图11—13可见,在直流电压参考量发生变化时,子模块电容电压也同样实现了动态调节,这样就能保证直流母线电压和系统输送的有功功率的灵活调节。由图9和12可知,直流母线电压的波动范围比单个子模块的电容电压波动范围小。这是由于上、下桥臂的调制波是相互反相的,所对应的桥臂子模块电容电压波形也是相互反相。当上、下桥臂中的若干个子模块处于投入状态时,其电容电压波形叠加,波形中的波动部分相互抵消,由此产生的直流母线电压的波动范