交叉极化隔离度对微带阵列天线的影响

交叉极化隔离度对微带阵列天线的影响

0馈源网络的隔离微带排列天线体积小，重量轻，制作简单，安装方便，易于连接源设备，外观美观，受环境影响小，因此越来越受到重视。目前,微带阵列天线已经成功地用于机载雷达,卫星通信,移动通信和卫星电视等系统中。关于微带阵列天线的馈电问题,前人已做了大量的工作。一般都是辐射片与微带线馈源网络处于同一侧,如文献所述。这种方式由于馈源网络本身会产生一定的辐射,所以总的辐射场就是各辐射单元的辐射场与馈源网络辐射场的叠加。由于馈源网络布线并不一定规则,这无疑会影响天线整体的交叉极化隔离度性能;同时,由于微带线与辐射贴片存在有互耦,这样还会进一步使天线交叉极化隔离度性能降低,影响主瓣增益。在某些特定的应用场合(如卫星通信),要求天线的交叉极化隔离度性能是比较高的(30dB以上),对于一般阵元数目比较少的天线阵,还能够满足要求,但是对于大型或者超大型阵列,以上的馈电方式就很难满足要求了。关于抑制交叉极化隔离度的馈电方式,前人也做了大量的工作,如文献所述,文章中提到将辐射单元与馈源网络隔离的方式,能有效提高交叉极化隔离度;类似的做法再如文献所述;而文献提出一种用开槽线耦合馈电的方式将能量耦合给辐射单元,亦取得了良好地效果。本文在总结了前面优秀工作的基础上,提出一种全新的馈电结构:天线辐射单元与馈源网络分别处于接地板两侧,通过接地板的开槽线把馈源网络上的能量耦合到辐射单元上,通过HFSS软件仿真,得到了比较好的结果,说明此种馈电方式确有比较好的提高交叉极化隔离度的作用,并为进一步组建大型或超大型阵列做出指导。1天线的槽深设计辐射单元采用嵌入式微带边馈贴片(如图1所示),这样可以很容易地实现阻抗匹配。对于介质基片厚度为h=1.5mm,天线工作的中心频率为f0=12.5GHz,采用相对介电常数为εr=2.2的RogersRT/duroid5880介质作为基片,辐射贴片宽度为:Wp=c2f0(εr+12)−12(1)Wp=c2f0(εr+12)-12(1)式中:c为真空中的光速。确定了宽度,就可以计算其相对介电常数为:εre=εr+12+εr−12(1+10hwp)−12(2)εre=εr+12+εr-12(1+10hwp)-12(2)天线边缘引起的等效长度为:ΔL=0.412h(εre+0.3)(w/h+0.264)(εre−0.258)(w/h+0.8)(3)ΔL=0.412h(εre+0.3)(w/h+0.264)(εre-0.258)(w/h+0.8)(3)所以矩形微带片的实际长度一般采用下面的结果:L=λe/2−2ΔL(4)L=λe/2-2ΔL(4)式中:λe=λ0/εre−−√(5)λe=λ0/εre(5)式(5)中:λ0为真空中波长。为了使天线与馈线匹配,要给天线馈源口开槽,槽深的设计公式是:Ls=(L/π)arccosZin/ZL−−−−−−√(6)Ls=(L/π)arccosΖin/ΖL(6)而槽长Ws对天线输入阻抗的影响不是很大,只要大于馈线一定尺寸即可。用HFSS软件对天线尺寸进行优化,得到各个尺寸如图1所示,Wp=9.4mm,Lp=7.3mm,Ws=2.8mm,Ls=2.2mm,馈线长度Lf=8.25mm,输入阻抗Z=50Ω。22e面-h面的交叉极化关于此类2×2微带阵列天线提高交叉极化隔离度的原理,文献已经做过详细的描述,这里不再过多讨论,只给出相应结论。它是先将馈线上的能量耦合到开槽线上,在开槽线上经过一段距离传输之后,再次耦合到辐射贴片上,4个辐射贴片2个成一对并行排列。可以看出,产生交叉极化电场的磁流在远场无论是在E面或是在H面,都相互抵消了,而传统的馈电方式(馈电方向均朝向一侧),在H面内由于磁流在其中心两侧产生的交叉极化电场在远场不能完全抵消,因此会影响其交叉极化隔离度性能。文献所提出的馈电方式仍然是将馈线与微带辐射单元处于同一侧。如果稍加改动,将馈线与辐射单元分别处于接地板两侧,如图2所示。这样做有2个好处:能将馈线产生的其他场降至最小,这样在组建大型微带阵列时是非常有必要的;在组建大型微带阵列时,由于馈源网络与辐射单元处于不同侧,我们就不用再考虑辐射单元与馈源网络之间的互耦问题,这样,馈源网络就可以得到很大程度的简化。基于这样的分析,用电磁仿真软件HFSS进行仿真实验。图3显示的是图2中E面与H面主极化与交叉极化在θ角[-90°,90°]范围内的结果。可以看出,这样的馈电方式在中心以及1dB以内仍然能获得很好的交叉极化隔离度特性。34馈源网络的不对称结构有了上面的基础,我们进一步扩大阵元数目。由于此时不用再考虑馈源网络与辐射单元之间的相对距离,所以我们将馈源网络设计的越简单越好,以便于工程应用图。有人担心馈源网络与辐射单元共用一块金属板,中间的金属板会不会漏电,导致天线无法正常工作。对此我们知道,金属在电场中具有“静电平衡”作用,当金属处于平衡状态时,金属体内是没有净电荷的,这样就不会有电流存在。这样就不用担心通过中心接地板上下“走电”的问题。但是馈源网络与开槽线一定要保持一定距离,不然会有很强的互耦。因此,首先想到的是图4(a)所示的馈源网络,同轴线的输入阻抗是50Ω,经过阻抗变换到馈源网络的特性阻抗。在第一功分处分开要有路径上λg/2的差值,在3处T型功分器处都选取λg/4阻抗变换(具体设计方法见文献),这样能使网络本身的驻波降到很低,使能量最大限度的进入开槽线,进而耦合到天线辐射单元。实验结果如图5(a)所示。主极化增益为17.33dBi,交叉极化为-13.44dBi,交叉极化隔离度在1dB范围内为30dB左右,符合工程要求。如果采用图4(b)的馈源网络进行馈电,会得到图5(b)所示的结果,交叉极化隔离度在40dB左右。因此可以得出这样一个结论:如果将馈源网络在第一功分入口隔开的话,交叉极化隔离度性能就会更加良好;如果牵扯到工程,只需要引入一个事先做好的微带3dB电桥或者功分器即可。图5中θ角范围内曲线不是很对称,这是由于馈源网络的不对称结构引起的。图4(b)所示结构相比图4(a)性能更加良好一些,这个可以通过图6来加以解释。图6所示为用两个相位相差π的激励波端口来模拟第一功分口的两路信号,此时交叉极化隔离度