基于双脉宽调制的DC-DC电源设计

安徽三联学院毕业设计（论文）本科毕业设计（论文、创作）题目：基于双脉宽调制的DC-DC电源设计学生姓名：学号：所在学院：专业：入学时间：年月导师姓名：职称/学位：导师所在单位：完成时间：年月安徽三联学院教务处制引言生活中，一切电子设备的正常工作都离不开电源，电源可分为线性电源和非线性电源两大类。尽管在以往的供电设备中，线性电源应用最为广泛。自20世纪60年代末，开关电源作为非线性电源出现，逐步替代了线性电源在电源领域中的首要地位。相较于普通线性电源，开关电源具有体积小、重量轻、功耗低、效率高、可靠性强、灵活性好等优点，自创立以来，它迅速发展，成为工程应用中最常用的供电设备。随着电力电子技术的发展，DC开关电源的应用范围日益扩大。而在开关电力电子电源设备研究领域，还存在一些问题值得去考虑。一方面，在晶体管和散热器之间存在寄生电容等一些其他的影响因素，会对电路输入产生严重的电磁干扰，使得系统的输入、输出均有波动。另一方面，在实际电路中由于元器件的内阻带来的功率损耗问题，也会直接影响到开关电源设备的转换效率和稳态性能。在宽幅压输入条件下确保直流开关电源响应速度、输出精度和电磁兼容性的方法是精密电力设备的电源要求，成为直流开关电源领域的研究热点。电源必须在相对较宽的电压输入范围内工作，在工作过程中有许多外部干扰因素，因此需要调整，以使设计的转换器具有防干扰能力和更快的响应速度，面向电源的电源控制系统的详细设计。本文中的研究对象Buck型DC-DC开关电源，属于降压型的直流开关电源，是一种时变的非线性开关电源系统，主要实现的功能是将输入电压转换为更低的理想电压，具有转换效率高、电子元件少等优点，广泛适用于各个行业。

2基于双脉宽调制的DC-DC电源相关原理2.1BUCK型转换器拓扑结构及原理Buck电路的基本拓扑结构如图2.1所示。它由输入电压源Vin、电源开关管VT、电感器L、电容器C、负载电阻R和续流二极管D组成。其中Vin是电路的输入电压，输出电压是负载电阻R两端的电压。图2.1Buck电路基本拓扑结构根据电路中的功率开关管VT可以处于导通和截止两种状态，分析可得两种不同工作状态下的简化等效工作电路图，如图2.2所示。依据等效电路具体分析电路工作原理和数学建模过程。(a)开关导通时(b)开关截止时图2.2等效工作电路图在开关管VT导通时二极管D反向截止，输入电流流向电感器L，电感器电流逐渐增加，电感器两端产生左右负自感应电动势防止电流上升，将电能转换为磁能并储存起来。同时，向负载电阻R供电，电流的一部分也流向电容器C进行充电。关闭开关VT时，由于电感器L的电流逐渐变化，所以没有突然的变化，所以向左的负的右正的反电动势会妨碍电流的降低，将储存的磁能转化为电能向负载电阻R供电，同时使得二极管D正向导通形成回路。在经过一个开关周期后，上述过程又会往复进行。所以实际上Buck电路是通过电感元件充放电来实现稳态情况下输出负载电阻R两端的电压，电路中的电容元件C有降低输出电压波动的作用。Buck电路实现的是直流到直流的降压功能，其工作实质上是通过控制功率开关管的导通和截止时间来实现的，即控制开关控制PWM方波信号的占空比。2.2双脉宽调制模式脉冲宽度调制技术，简称PWM调制，在电力电子控制领域占有重要地位。PWM调制是一种模拟控制技术，通过数字编码模拟信号来获取所需的脉冲波形，并根据获取的脉冲波形的变化来调制场效应管栅极或基极的偏置，进而实现开关电源输出场效应管导通关断时间的改变。如图2.3所示，其基本工作原理为：使用误差放大器将反馈信号VFB与参考电压VREF进行比较，并将误差放大器信号与斜波发生器输出的频率稳定的斜坡信号进行比较，从而产生所需的方波信号也就是PWM信号。最后利用PWM信号控制逻辑驱动电路决定功率管的打开与关断，确保后续电路能正常工作。此外若是能与外围电路进行合理的匹配，可以达到低纹波输出的要求。图2.3PWM脉冲宽度调制模式工作过程双脉宽调制方法在单一移相角的基础上增加了一个控制变量，使ILlk,peak可随着新增控制变量的变化而变化，提高了变换器的效率。因为双脉宽调制方法需要变压器二次侧电压为三电平，所以采用该调制方法的变换器高压侧为全桥结构。全桥型变换器拓扑结构及其在正向功率传输工况下的理论工作波形分别如图所示。图2.4双脉宽调制变换器拓扑结构图2.5采用双脉宽调制方法的变换器理论工作波形（P>0）在双脉宽调制方法中，除了原有的移相角β，增加了另一移相角α，α定义为高压侧对角线开关管驱动信号之间的相位差（用标幺值表示），比如S1b和S4b。高压侧开关管驱动信号的占空比同样保持为0.5，上下开关管互补导通；低压侧开关管驱动信号的占空比为0.5+β，亦可设置为0.5+β+α，对角线开关管驱动信号相同，上下开关管相移180°。在双脉宽调制中，功率传输大小及方向由两个变量β和α共同控制，高频变压器二次侧电压vCD为三电平，零电平状态的引入使得该阶段内加在漏感Llk上的电压为零，漏感电流iLlk停止上升，从而控制了电流峰值ILlk,peak的大小。2.3DC-DC转换器控制模式2.3.1电压控制模式如下图2.4所示为使用同步整流技术的电压模式控制示意图。此模式仅包含电压反馈环路。电压模式控制的工作原理是首先获得除以串联电压的信号，然后将反馈电压信号输入到误差放大器的反相输入，同带隙参考电压进行对比。随后将二者的差值放大，而后输出的误差放大信号与振荡器所产生的恒定频率的斜波信号通过比较产生PWM控制信号。最后该信号输入至LOGIC模块产生控制开关MOS管的导通与截止的驱动信号。驱动信号的占空比与误差放大信号呈正相关，误差放大信号越小则占空比越小，同理反之亦然。图2.6BUCK型电压模式控制原理图电压控制模式的优点为：控制环路仅由一个电压反馈环路控制，电路实现简单。占空比可随意调节。抗干扰能力强，可适用于高频系统。其不足同样突出：线性调整率较差。LC滤波网络给控制环路增加了双极点，补偿电路实现难度不小，且动态响应慢。2.4.2电流控制模式电流控制模式通常分为四种,分别是峰值电流模式、平均电流模式、滞回电流模式以及相加模式。通常根据产品需求选取合适的模式。本文选取的是峰值电流模式，因此对峰值电流模式做简单的分析。如图所示峰值电流模式的特点是双闭环控制回路。这就是电压的外环和电流的内环。内部电流环路跟踪电感电流的变化，外部电压环路在输出处接收电压变化。电流控制模式的工作原理为：根据反馈电阻串联分压，对外部变化的电压进行采样。然后，反馈电压信号被输入到误差放大器的反相输入端，与参考电压进行比较后，差值被快速放大，输出误差放大信号和补偿电流检测信号一起通过比较器，从而产生实时变化的PWM控制信号。两种模式相比，电压模式调节PWM控制信号很直观。而电流模式则是通过对电感电流的峰值大小的控制，对PWM信号的调节较为抽象。图2.7BUCK型电流模式控制原理图2.4电源中的保护电路2.4.1欠压保护电路当供电电源过放电或电源部分发生故障时，电源电压会降到其最小工作电压以下的状态，被称为欠压状态。当电源电压处于欠压状态时，芯片内部的一些模块会处于工作异常状态，这就会使得整个系统工作紊乱，甚至会对芯片造成一定程度的损坏。目前，欠压保护电路的实现方法有两种，即分为采用基准电压和不采用基准电压两类。主要介绍不采用基准的电路实现形式。图2-5体现了传统的不采用基准的欠压保护电路具体实现形式。VDD为电源电压，即为待检测电压;采样电压通过电阻R0,R1和R2的分压来判断电压是否达到检测值;电阻R2上的分压通过与M1的阂值电压进行比较，来判断芯片是否处于电压异常状态;由于电阻R4会直接影响到M1和R4组成的的比较器的直流增益和功耗，因此一般电阻R4阻值较大;反向器INV1和INV2起到整形和输出的作用；电阻RO和PMOS管MO构成迟滞电路。图2.8不需要外接比较电压的UVLO2.4.2过流保护电路关电源作为各种设备的关键模块，也无法逃离这些不可预测的因素的影响。这就需要在开关电源内部加入检测电流的部分，当电流过大时，能够及时的将电流的变化情况报告给芯片的内部控制环路，通过环路对电流进行调整和控制。对于开关电源，过流保护的采样方法根据其釆样方式，可以分为两种：一种是直接电流采样，一种是间接电流采样。本文主要介绍直接电流采样。直接电流釆样是直接采取功率管或者串联在功率管通路中的电阻上的压降来判断是否处于过流状态。其中在功率管通路串联电阻的方式根据电阻串联位置可以分为峰值限流和谷值限流两种，即限制电流的最大值或最小值，如图所示。采用功率管导通电阻产生压降的方法如图所示，也可以分为峰值限流和谷值限流两种，利用开关管导通电阻上压降的方式为峰值限流，利用在整流管导通电阻上压降的方式为谷值限流。(a)通过电阻采样的峰值限流方式(b)通过电阻采样的谷值限流方式(c)通过功率管的导通电阻采样图2.9三种直接电流采样方式

3DC-DC电源模块的设计3.1电源控制系统总体设计如下图3.1所示为电源控制原理图，在图中标明了部分重要的模块与结构。图3.1电源控制原理图电源芯片采用电压外部环路的双回路控制模式和电流控制模式的电流内部回路，生成PWM信号。系统内部主要由带隙基准模块，电流采样模块，误差放大器模块，电流补偿模块，逻辑控制模块、软启动模块，各类保护电路共计十一个模块组成。并采用同步整流技术将大功率管整合至芯片内部。系统内部的大功率管采用高低两侧宽长比大小差距较大的尺寸进行串并联组合，启动延时约有0.7nS。这样设计的目的在于可以一定程度上减小死区时间。死区时间的长度基本上受负载电流和输入电压的影响。如果高端和低端功率管的死区时间不合适，则会出现额外的损耗，从而降低芯片效率。当死区时间过长时，电感电流正向偏置低侧开关的体二极管，输出下拉至负二极管正向电压，从而增加了输出电流和开关频率，增加了损耗。但是，如果死区时间不足，则由于可靠性降低，高侧功率管和低侧功率管可能会同时接通，从而使整个电路处于危险之中。利用逻辑模块里由大宽长比的反相器所构成的死区缓冲器，来避免上下的大功率管同时导通，产生瞬时的大电流造成不可逆的损害。此外，误差放大器和电流采样模块是电压外部环路和电流内部环路的核心。基本工作过程是，初始软启动电路确保电路的缓慢启动，误差放大器将反馈端获得的输出电压与带隙基准产生的参考电压进行比较。接下来，误差放大信号和补偿电流采样信号被发送到比较器，以产生占空比可调的PWM信号。最后，电源管的导通和关断由逻辑驱动电路控制，从而得到所需的稳定电压信号。3.2主要功耗分析DC-DC芯片在实际应用中会因为寄生效应产生各种损耗使得转换效率下降，因此需要对其产生的功耗进行仔细分析，以达到提高芯片的转换效率。其中主要功耗来源于静态损耗，开关损耗以及导通损耗。3.2.1静态损耗静态损耗是指，由电路的静态电流产生的电路损耗，其表达式为（式3-1）由式可以得出，静态损耗主要与输入电压有关。3.2.2开关损耗因为开关MOS管并不是理想的元器件，其本身的寄生电容的充放电，导致其导通与截止不能瞬间完成。此过程不可避免的要对寄生电容进行充放电，因此产生的损耗为开关损耗，属于非静态损耗。其表达式为（式3-2）式中CALL为功率管栅极总寄生电容，fs是开关频率。显然开关损耗与CA有关，合理地减小功率管面积以及频率能降低开关损耗。3.2.3导通损耗导通损耗主要是来源于开关MOS管源漏极的内阻以及各类等效电阻RON，当芯片工作时电流流过内阻产生的热量损耗，这部分损耗即为导通损耗，其表达式为（式3-3）式中IR表示流过电阻的电流，RON为内阻和等效电阻。可知导通损耗与电阻大小有关，合理地选取版图工艺以及材质，例如金线，可以降低导通损耗。3.3电源系统的主要子模块的设计3.3.1带隙基准模块（1）模块功能及原理带隙基准模块在电路中的主要作用是让所产生的电压不随温度以及外部电压的影响而变化，同时替其他的电路模块提供所需且稳定的基准参考电压。带隙基准是通过将与温差成反比的电压相加而获得的表达式，正反比电压温度系数相互抵消，可获得约1.25V的基准电压，不依赖于温度，基准电压接近硅的带隙电压，因此被称为带隙基准。目前芯片主要利用双极性晶体管的BE结特性，借由产生负温度系数电压。两个晶体管之间的差值△VBE与温度呈正比，最终，产生不受温度变化影响的基准电压。如下图3.2所示为基准电压产生电路图图3.2基准电压产生电路图在上图的结构中，运放把X和Y分别作为正负输入端，输出信号连接至电阻大小相等的R1和R2的上部。而后基于运放的“虚短与虚断”原理，就能让正负输入端的电位近似相等。（2）电路具体设计及分析本文的带隙基准电路图如图3.3所示。其依次由启动电路，与绝对电流成正比的电流产生电路（IPATA）和带隙基准电压产生电路组成。图3.3带隙基准电路图1）启动电路M1~M4构成启动电路，当EN为高电平时，M3导通。由M2所在支路产生电流，再通过电流镜将电流给M5~M8，电路得以启动。需要注意的是M1的尺寸需要足够大。当其导通时M2应处在关断状态，使得启动电路启动完成后关闭启动电路。2）PATA电流产生电路PATA电流产生电路由MOS管M9，电阻R2，三极管Q1，Q2和虚线框内的MOS管组构成。M5~M8的宽长比相同，所构成的简单运算放大器结构，能够使得M7和M8的源级电压相同，而流过电阻R2的电流为PATA电流。晶体管Q1和Q2的发射极面积之比用n表示，n与温度值有关。M5~M9组成电流镜结构，将PATA电流镜像复制到基准产生电路部分。此时应保证M5~M9具有较长的栅长，这样能尽可能地减小沟道调制效应对镜像精度的影响。图中的虚线框，三条支路利用MOS管的宽长比与电流的关系，产生系统电路中其他模块所需不同大小的PATA电流。这样能减弱整体电路所受温度的影响。3）基准产生电路晶体管Q3和Q4，电阻R3~R7以及M12~M17构成的运放共同作为基准电压产生电路。Q3和Q4的发射极面积之比为8:1，流过电阻R7的电流为（式3-4）电阻R5和R6保证流过Q3和Q4的电流相同，因此基准电压的表达式为（式3-5）在室温下，VBE的温度系数为-1.5mV/°K。通过对式中电阻参数进行合理的设置，使得VT为17.2，就可以产生1.25V左右的与温度无关的基准电压。而M10与M11是通过控制信号VC1和VC2对电阻值进行修调使得输出基准电压更为精确。M12~M17构成的二级运放，采用由差分放大器和共射极构成。两级运放的高开环增益，对于提高基准电压的精确度有好处。C1作为密勒补偿电容，用于对运放的频率补偿。R13用以消除密勒补偿所带的干扰。R8~R12为基准的分压电路，给其他电路模块提供不同所需的电压。3.4.2误差放大器模块（1）模块功能及原理误差放大器是电流模式电压外部环路的重要部分，其增益级是环路增益的关键部分。误差放大器的基本工作原理是将反馈信号与参考电压进行比较并放大信号，将产生的误差放大信号与使用比较器的当前采样信号进行比较，输入控制环路以产生PWM控制信号，从而实现逻辑驱动模块的控制。为了选取合适的误差放大器，应当根据增益，共模输入范围，输出摆幅，共模抑制比，电源抑制比极点问题以及功耗等参数选择合适的电路结构。在选取误差放大器时，主要有三种结构供我们参考，分别是套筒型，折叠型，以及两级型运放结构。如图3.4所示为常用的套筒型结构。其主要分为3.6（a）的单端输出与3.6（b）的双端输出两种基本类型。该电路类型会依据自身结构变化，对次主极点位置的电容进行变动，即该电容由负载电容变为节点电容。以共模输入范围，极点数量和输出摆幅为代价，从而获得高带宽和高速率。（a）单端输出（b）双端输出图3.4套筒型误差放大器结构（2）电路具体设计及分析如图3.5所示，该误差放大器采用两级栅极驱动运放结构，在原基础上增加了电阻电容组成的米勒补偿结构。PMOS管M1，M2，构成输入级，M3栅极连接着软启动电路，其目的是为了防止电源芯片刚启动时，浪涌电流会对电路造成不可逆的损害。在启动阶段，软启动输出会代替参考电压，避免误差放大器进入线性状态。当软启动电压逐渐升高至与参考电压大小接近时，M3便管被关断。M4和M5是差分放大器的负载，与输入级共同构成全差分放大结构，用以起到降噪的作用。同时全差分电路的特性是经过良好的匹配，这样的框架使得其两端的工作点非常的靠近，能够抵消偶次谐波，有效抑制共模噪声的影响，且输出摆幅大。M6~M11对应构成第二级放大结构。M14~M16是误差放大器的偏置电路。运放的跨导失配是导致共模抑制比变差的主要因素，因此，为了减轻失配对同相信号去除比的影响，本文使用了并联多个大宽长比MOS晶体管，C2是镜像补偿电容器，电容器使用电容倍增技术与完全差分放大器结构相结合，在输出端和误差放大器之间形成环路补偿，这有助于提高循环的稳定性，密勒补偿电容器的特点是将两个极分割成主极向原点移动。因此，相位裕度得到改善。图3.5误差放大器实际电路图通过保证放大倍数并在时间内调整误差放大器参数，可以调整同相信号抑制比，从而提高输出端的稳定性。除此之外为了进一步提高增益，改善直流调节能力以及降低低频输入的干扰抑制，设计了由输出端的电阻R2，由电容器C3和C4组成的误差放大器补偿网络。如下图3.6所示为误差放大器的基本补偿网络电路。图3.6误差放大器补偿网络输出端的传输函数为：（式3-6）可知其存在一个零点fz1，极点fp1和零极点fp0。（式3-7）其中该极点实现抵消ESR零点的作用，将fp1设置在ESR零点，fz1设置在LC极点，根据此目的来确定所需的参数值。误差放大器的补偿网络主要由电阻和电容组成。由上述式子不难看出零极点的设置主要与电阻值与电容值有关，而在实际的版图设计中通常是需要小电阻，因为电阻在版图中所占面积是最大的。但小电阻就必然会导致大电容，根据预设参数经计算，电容器的大小是微法级。因此，决定采用电流模式电容倍增技术，补偿网络由小电容器C3和电流镜组成的倍增电容器和电阻R2组成。3.4.3电流采样模块（1）模块功能及原理电流采样模块主要用以追踪变化的电感电流，因此该模块需要在每一个工作周期内对电感电流进行采样。采样的结果可以被过流保护和环路控制等模块使用，有利于提升电路系统的稳定性和效率。本文采用电流镜采样法。如下图3.7所示。其基本工作原理是利用功率管MP与采样管MPS并联构成电流镜结构进行电流采样，且只在电感电流上升时采样，电流IP与IPS的大小之比即为功率管与采样管的沟道宽长之比。由于采样管远小于功率管，基本上可以近似的看作电感上的电流全来自功率管。相比前三种采样法，该采样方式功耗得到了大幅度降低，有利于实现高转换效率，同时采样精度高，且容易被集成于芯片上。图3.7电流镜结构采样法（2）电路具体设计及分析如图3.8所示，该模块采用的是电流镜采样法，其基本思想是利用沟道长度相同的小宽长比MOS管跟功率管构成电流镜结构，其中MP是功率管，MPS是采样管。其中功率管与采样管的沟道宽长比应为1000倍以上，但也不能设置的过大，这样才即能有效降低采样管的功耗又能达到高转换效率的目的。图3.8电流采样电路为避免大电流对芯片造成损害，在B点增加了保护检测回路。功率管MP与采样管MPS的镜像比例为M:1，此时采样管中的电流为功率管中电流的M分之一。通常情况下，式中的电流为微安级，所以M值应远大于1。M1，M2在相同的偏置电流下相互匹配，M3，M4和M6为采样电路提供所需的偏置电流。同时该结构下M1，M2和M5也可以形成负反馈，使得点B的电位与点A的电位相同。负反馈结构可防止由于电流I1变化而导致M5偏置状态的变化，从而在B点和C处引入系统偏移，从而降低采样精度。而后为了避免大电流对采样电路所造成的损害，同时还得兼顾采样精度，因此设计了由NMOS管M7~M10，反相器INV1，比较器COMP_SS以及电阻构成的反馈检测回路。其基本的工作原理是：当功率管中的电流IP为大电流时，VC1取高电平，M10导通，此时的D点为低电位，此时该点的电位会小于参考电位VREF_1，比较器输出高电平，右侧M8与M10所在支路导通，同时电阻R3设置为小电阻，因此D点的电位始终小于参考电压，确保反馈检测回路对大电流进行不断地抽取。这样便能有效地降低大电流的影响。而当外部电路变化后，导致功率管中的电流IP逐渐变成小电流。VC1则变为低电平，此时的M9导通，而电阻R1和R2为大电阻，逻辑信号让左侧M7与M9所在支路导通，此时的D点的电位大于参考电压，因此比较器的输出端变为低电平信号，反馈检测回路则停止对电流的抽取。相比于不断的对电流进行抽取，该结构还在一定程度上改善了小电流下的采样的精确度。3.5系统软件设计本文中Buck型DC-DC开关电源系统采用双闭环的控制架构.外环控制器输入经由相应的拉普拉斯变换得到电流内环所需的电感电流标准值信号，和电流传感器监测得到的实际电感电流信号进行误差处理，得到的电流误差信号作为内环控制器的输入，经过控制器处理后得到PWM调制需要的控制电压信号，和PWM调制器中的锯齿波进行比较，最后得到Buck电路工作所需的实际占空比的开关控制方波信号，作用到Buck电路的功率开关管上，达到实时调节电压输出电压的效果，使其稳定在标准输出电压值。基于双闭环的控制系统同时加入电压和电流的反馈量，进一步提高了系统的跟踪精度，实现Buck型DC-DC开关电源的良好稳定性能。系统整体双闭环控制结构框图如图3.9所示。图3.9Buck型DC-DC开关电源双闭环控制结构图4系统仿真与测试4.1带负载启动仿真验证当输入电压为5V，外围电路R1=100K,R2=200K,C=22pF，并且负载18Ω的条件下，芯片能够正常启动，输出电压为1.8V，仿真波形如图4.1所示。在启动过程中，输出电压缓慢的上升，并未产生过冲现象，最终输出电压以1.1mV的幅度在1.8V附近波动。表明软启动电路工作正常，芯片能够正常工作。图4.1带负载启动仿真波形图带载条件下的输出电压纹波大小如图4.2所示，纹波的幅度大小保持在1.1mV。基本满足低纹波输出的设计要求。图4.2带负载启动的纹波电压图4.2空载启动仿真验证在剩余条件不变的前提下，只改变外围电路中负载的阻值，用来检测芯片能否正常工作，实现预期的功能。根据其图4.3所示的仿真结果表明，在空载的状态下，输出电压同样缓慢地上升到了1.8V。同时结合下图4.4表明，输出信号以0.01mV的幅度在1.8V附近波动起伏，该结果证明芯片满足设计需求。图4.3空载启动仿真波形图图4.4空载启动的纹波电压图4.3负载突变验证在负载突变时，响应速度是衡量芯片性能的重要标准。当负载发生突变时，负载响应速度越快性能越好。根据原有的仿真电路，在外围电路的ROUT下方串联了由MOS管做开关的电阻。通过对MOS管栅压的控制，从而改变负载电阻的大小，实现负载的突变。下图4.6为仿真结果，MOS管栅压由高变低，可以认定负载大小发生了突变，此时的输出电流在短时间内快速做出了响应。表明系统在负载发生突变时能及时的做出反应。基本满足设计要求。图4.5负载突变仿真波形图4.4转换效率如下图4.6所示，将整体系统电路在三个典型的输入电压3.3V、4V和5.5V条件下的输入输出结果根据转换效率表达式进行计算。（式4-1）把上述条件下的转换效率结果绘制成曲线图。图4.6不同输入电压下的转换效率由图4.6可以得出在输入为3.3V输出电流为0.4A时，其转换效率最大可以达到95.2%。当负载电流的增大，效率逐渐下滑。满足了高转换效率的设计要求。4.5测试结果按照设计指标对基本参数进行了实际测试，测试结果如下表4.1所示。表4.1测试结果参数名称符号测试条件最小值典型值最大值单位输入电压范围VIN35.5V静态电流IQIOUT=0,VFB=VREF*105%80μA关断电流ISHDNEN=00.11μAFB端参考电压VREF0.5880.60.612VFB端输入电流IFBVFB=VIN-5050nAPFET限制电流ILIM1.8AEN端上升阈值VENH1.5VEN端下降阈值VENL0.4VUVLO阈值VUVLO1.8VUVLO迟滞电压VHYS0.1V振荡频率FOSCIOUT=200mA1.5MHZ纹波电压VRIP0.011.1mV开启时间50nS最大占空比100%热关断温度TSD160℃引脚温度150℃承受温度范围-65150℃人体模式HBM2KV机器模式MM200V

5结论5.1工作总结本文首先对研究背景意义进行简要概述，接下来对本次要研究的DC-DC开关电源的基本原理做了系统详细的介绍，并在此基础上提出了本次设计的方向是基于双脉宽调制的一款Buck型DC-DC电源。绍了Buck电路的基本拓扑结构以及工作原理，并阐述了Buck电路的工作模式；对双脉宽调制模式、DC-DC转换器控制模式及电源保护的过流过压电路原理进行介绍。本文对电源系统的带隙基准模块、误差放大器模块、电流采样模块、等子模块根据不同模块的设计原理进行了阐述，并详细分析了各模块电路。对电源控制系统进行在有负载，空载状态下的启动验证，以及转换效率等进行整体仿真仿真与测试，测试结果表明，芯片功能和性能指标均满足了预期。5.2研究展望本人通过系统完成此次毕业论文的课题对电源方面的知识有了更深入的了解和感悟，不过由于本人经验不足专业水平有所欠缺，本次设计的双脉宽调制的DC-DC电源仍然有很多考虑不充分的地方。比如一些保护电路的设计与改进，一些性能仍然不是很好并且由于时间有限也没有进行版图的绘制，后续本人会继续进行研究与精进。参考文献[1]张纯亚，何林，章治国.开关电源技术发展综述[J].微电子学，2016.[2]王晖,张涛,刘劲.一种用于Buck型DC-DC电源管理芯片的带隙基准源[J].微电子