磁集成有源钳位正激变换器的原理分析

磁集成有源钳位正激变换器的原理分析

0acf变换器变压器正激自治变换器（acf）具有简单的电路和良好的磁恢复特性，深受中小企业的影响。特别是在低压区c-d模型的源中，它被广泛应用于低能耗方面。ACF变换器中变压器漏感和激磁电感中的储能以无损的方式在电路中循环，并可被用来实现主管的ZVS，因而更易实现高的变换效率，且变换器的占空比可以大于0.5，有利于减小变压器变比，从而降低原边器件的电流应力、减小器件的导通损耗、提高变换器效率，并能够适应宽输入或输出场合；另外磁芯双向磁化，能够提高磁芯的利用率；与其它磁复位方式的正激变换器相比，ACF变换器变压器副边波形无死区，适合采用自驱动同步整流方式，能够经济、高效率的完成低压、大电流的输出。然而，与半桥、全桥等变换器相比，ACF变换器存在输出电流脉动较大的缺点。为了减小输出电流脉动，需要采用较大的滤波电感，这就限制了功率密度的进一步提高，并影响变换器的动态性能。磁集成技术能够减小磁件体积与输出电流脉动[10,11,12,13,14,15,16,17,18,19]，因此，本文研究应用磁集成技术来减小ACF变换器的输出电流脉动并进一步改善其性能。文中根据独立性和叠加性的原理，从磁通叠加的角度解释了磁集成技术减小电流脉动的原理。利用交变磁通正向叠加减小电流脉动，并据此提出磁集成ACF变换器(ACFconverterwithintegratedmagnetics,IM-ACFconverter)。与传统变换器相比，IM-ACF变换器的输出电流脉动明显减小，且变换器在全工作范围内可同时获得最小的输出电流脉动和最低的原边开关管的电压应力，优化了变换器的性能。输出电流脉动的减小有利于提高变换器效率。本文详细分析了该变换器的工作原理，给出磁件设计依据，并通过2台100WIM-ACF变换器和传统ACF变换器的实验对比验证了理论分析的正确性。1交变磁通的正向耦合本文以图1(a)所示的耦合电感为例，根据叠加性原理从磁通的角度对磁集成技术减小电流纹波进行解释。如图1(a)所示，耦合电感由EE型铁心和线圈Na、Nb组成，R1、R3和R2分别是磁芯2个侧柱和中柱的磁阻。图1(b)为图1(a)中耦合电感的等效磁路。根据叠加性原理，磁柱1中的磁通可以表示为式中：φ11为侧柱1绕组在侧柱1中产生的磁通；φ31为侧柱3绕组在侧柱1中产生的磁通。与此相同，也可以表示出中柱2和侧柱3中的磁通。因此，图1(b)可表示成图1(c)的形式。由式(1)可知侧柱1中的交变磁通满足：式中：Δφ11为侧柱1绕组在侧柱1中产生的交变磁通；Δφ31为侧柱3绕组在侧柱1中产生的交变磁通。根据法拉第电磁感应定律，Δφ1由侧柱1的绕组电压和线圈匝数决定。相同条件下，Δφ1不变，如果Δφ31与Δφ11极性相同，则Δφ11减小，即La中的电流脉动减小。以上分析表明，利用交变磁通的正向耦合可以减小电流脉动。正向耦合的交流磁通不仅可以由电感绕组产生，也可由变压器绕组产生，这为以电感与变压器集成来减小电感绕组电流脉动提供了思路，而传统的减小电流脉动的方法只是局限于构造耦合电感来获得交变磁通正向耦合[14,15,16,17,18,19]。2im-acf换行器及其工作原则2.1变压器变换电路由上文分析可得到图2(a)所示的IM-ACF变换器，其中Uin、Uo分别为电路的输入、输出电压；Np为绕组ab的匝数；Ns为绕组cd的匝数；NL为绕组ce的匝数；“*”表示各绕组的同名端；NL绕组提供输出滤波电感，Co为滤波电容；Q1为主功率管；Q2为有源箝位支路的辅管；SR1、SR2为同步整流管；Cc为箝位电容；ip为ab绕组的电流；iL为ce中的电流；φ1、φ2、φ3分别表示磁芯3个磁柱的磁通。为方便起见，仍按通常习惯称IM中的ab绕组为原边绕组、cd绕组为副边绕组、ce绕组为电感绕组。由图2(b)可知，ACF变换器中变压器绕组(ab、cd)与电感绕组(ce)的电压极性相对关系不变，易于实现交变磁通正向耦合。显然，图2(a)所示的绕组同名端保证了交变磁通的正向耦合。改变绕组的连接关系还可得到图3所示的IM-ACF变换器。由于两种变换器工作原理基本相同，故下面均以图2(a)为例进行分析。2.2等效磁路原理为了简化分析，忽略漏磁通。稳态时，变换器的工作可大致分为2个阶段，如图4所示。1）阶段1[0,DT]。Q1导通，Q2关断，原边绕组两端电压uab、副边感应电压ucd均为正，SR2导通，SR1截止。线圈cd与ce串联流过电流iL。等效电路如图4(a)所示。磁柱1的磁通φ1、磁柱3的磁通φ3增加。磁件的等效磁路如图4(c)所示。电路满足绕组电压满足2）阶段2[DT,T]。Q1关断，Q2导通，原边绕组两端电压uab、副边感应电压ucd均为负，SR2截止，SR1导通。电流iL经ce续流。等效电路如图4(b)所示。磁柱1的磁通φ1、磁柱3的磁通φ3减小。磁件的等效磁路如图4(c)所示。电路满足绕组电压满足：根据绕组两端电压伏秒积分为零，可得显然，磁集成并不影响稳态时的输出电压和箝位电容电压。由式(7)可得将Δφ1=Δφ2+Δφ3代入式(11)可得Δφ13即为侧柱1变压器绕组在侧柱3中产生的磁通分量。从上式可知，应用所提出的集成磁件，由于变压器绕组与电感绕组匝链的交变磁通正向耦合，输出电流脉动得以减小。根据法拉第电磁感应定律和式(10)有将式(13)、(14)代入到式(12)，可得由式(15)可知，如果集成磁件的磁阻设计合理，变换器在整个工作范围内可最大化的减小输出电流脉动。由于磁阻设计直接影响输出电流脉动的零纹波点，因此把合理设置零纹波点D作为集成磁件磁阻设计的依据。ACF变换器通常优化设计在占空比0.5左右对称工作，以获得最低的原边开关管的电压应力，因此，可以把零纹波点设置在占空比为0.5处，以使输出电流脉动最大化的减小，同时使原边开关管电压应力最小，优化变换器的整体性能。由此可以求得R2和R3应满足：将式(16)代入式(15)，可得：由式(17)可知，当D<0.5时，电流脉动为正，表明电感电流在[0,DT]时段内增加，在[DT,T]时段内减小；当D>0.5时，电流脉动为负，表明电感电流在[0,DT]减小，在[DT,T]时段内增加。这是该变换器在磁集成后特有的现象，根据叠加性原理能够很容易的理解该现象。式(12)即为叠加性原理的直观表示，可以看出当零纹波点设置在D=0.5时，如果D<0.5，因Δφ13<Δφ3，则ΔiL>0；如果D>0.5，则因Δφ13>Δφ3，ΔiL<0。根据式(3)可得Q1的电流脉动为：将Δφ1=Δφ2+Δφ3、式(13)、(14)和(17)代入式(18)有由于低压大电流直流模块大多满足NL≥Ns，因此式(19)中R2的系数通常为正。为了满足式(16)的磁阻要求并防止铁心饱和，铁心的磁柱中需要加入气隙，这会增大磁阻并引起ΔiQ1的增加。2.3最大磁密及最大交变磁密的确定根据集成磁件2个阶段的等效磁路以及阶段2中ip平均值为0，可推导出IM铁心3个磁柱的直流磁密表达式，从而进一步得到铁心3个磁柱的最大磁密：式中：B1＿max、B2＿max、B3＿max为3个磁柱的最大磁密；Io为输出电流；A1、A2、A3为各磁柱的导磁面积。实际的集成磁件除了要保证铁心不能饱和，还要满足式(16)的磁阻要求和最大输出电流脉动限制，以及高频时对铁心交变磁密的限制，则IM的设计应该满足式中：Bm和ΔB为根据铁心材料特性和实际工作频率选取的最大磁密和最大交变磁密；ΔiL＿max为最大输出电流脉动。3电流脉动特性对比为了验证理论分析的正确性和磁集成技术的有效性，设计了一台DM-ACF变换器(ACFconverterwithdiscretedmagnetics,DM-ACFconverter)和IM-ACF变换器原理样机，进行对比。两者的设计指标及大部分元器件均相同。具体如表1所示。考虑固定、安装方便，取3个气隙相等来设计IM。表2给出IM和DM(discretedmagnetics,DM)的设计结果。为了便于比较，设计时电感的磁阻与IM中电感绕组所在磁柱的磁阻相等，同时在参数设计中近似认为输出等效串联电阻为10mΩ。表3给出了铁心(金宁、牌号为2KBD)具体的工作磁通密度。图5为IM和DM的对比照片。由表2、表3可知，所设计的IM和DM总体尺寸相当，其中DM中的电感铁心的磁密已经很高，但是集成磁件铁心利用显然不足，还有很大的体积下降空间。通过专门定制磁芯可进一步提高功率密度。图6给出DM-ACF变换器和IM-ACF变换器输出电流脉动的对比。由图中可以看出，采用IM，输出电流纹波明显减小，48V额定输入时输出电流脉动近似为零，最低和最高输入电压时输出电流脉动基本相等，最大化的减小了最大输出电流脉动。图7给出不同输入电压时，IM-ACF变换器的输出电感电流脉动波形。从图中可以看出：当额定输入电压48V，占空比约为0.5，输出电流脉动几乎为0;36和72V输入时，输出电流脉动量接近。很显然，采用IM后，输出电流脉动随输入电压的变化特性发生了改变；当输入电压为36V，占空比大于0.5，输出电流脉动在[0,DT]期间增大、在[DT,T]期间减小；当输入电压为72V，占空比小于0.5，输出电流脉动在[0,DT]期间减小、在[DT,T]期间增大。以上实验结果均与理论分析一致。图8给出两种变换器的效率对比曲线。从图可知，采用IM后变换器的效率明显提高，在额定48V输入时满载效率为90%。从图8(a)中可以看出，采用IM后，额定输入电压时效率在轻载和重载时提高比较明显。轻载时，脉动电流引起的损耗在总损耗中所占比例较大，采用IM后脉动电流明显减小，从而提高变换器效率。重载时，脉动电流减小使得电流有效值减小，从而可以减小同步整流管的损耗、线路损耗和绕组损耗从而提高效率。更重要的一个原因是，额定输入电压时，IM-ACF变换器输出脉动电流近似为0，因此线路及绕组的损耗基本上为直流损耗，而DM-ACF变换器的损耗是交流电阻引起的损耗。综合2个因素，表现为额定电压输入时重载和轻载的效率都提升明显。图8(b)还说明，IM-ACF变换器的效率在高压输入时提升明显，这是由于高压时DM-ACF变换器电流脉动大，而采用IM后脉动电流显著减小，从而效率得到显著提高，这与理论分析吻合。图8(b)中所示的满载条件下的效率提升，除了上述的因纹波电流减小所带来的损耗减小之外，还由于铁心铁损减小。由表3可以看出，IM的中柱无论直流磁密还是交变磁密均很低，铁损小；IM的磁柱1虽然交变磁密略高于DM中的变压器，但是铁心体积的明显减小(变压器铁心体积约为4617mm3,IM磁柱1体积约1997mm3)仍会带来铁损的下降；磁柱3无论是交变磁密还是直流磁密均低于DM中的电感，且由于DM电感的直流磁密高(匝数受所选铁心的限制，否则DM的总体积将明显大于IM)，对应铁心体积大(电感铁心体积约3221mm3,IM磁柱3体积约1997mm3)，铁损高于IM磁柱3。实验结果说明所提出的IM-ACF变换器不仅有利于减小输出电流纹波、减小磁件体积，还有利于提高变换器的效率。分析与实验都表明，静态时IM-ACF变换器输出输出纹波减小，等效输出滤波电感变大。在动态条件下，如果Δφ31与Δφ11极性相同的条件不被打破，动态等效输出滤波电感仍变大，不利于提高动态性能；当动态变化剧烈，Δφ31与Δφ11极性相同的条件被打破，动态等效输出滤波电感反而变小，有利于提高动态性能。4电流输出电流脉动对于其它正激变换器，同样可以利用