基于SG3525的半桥式开关电源变换器

摘要电力电子及开关电源技术因应用需求不断向前开展，新技术的出现又会使许多应用产品更新换代，还会开拓更多更新的应用领域。要求电子元件体积更小，耗能更低。开关电源作为电子设备中不可或缺的组成局部也在不断的改进，高频化、高效率、高可靠、低耗、低噪声、抗干扰和模块化等，成了开关电源的开展方向，这也标志着这些技术将不断地开展而变得越来越成熟和稳定，同时实现高效率用电和高品质用电的相互结合。脉宽调制器SG3525具有欠压锁定、系统故障关闭、软起动、延时PWM驱动等功能，因而得到广泛应用。本设计介绍了一种基于SG3525的半桥式开关电源变换器，对其各电路工作原理进展了分析，并设计了过流保护电路。为了提高效率，辅助电源采用了UC3843为主控芯片的反激变换器。为了减低输入电磁干扰，输入端设置了EMI滤波电路。对各参数进展了计算，通过实物制作与调试证明了方案的可行性。该电源构造简单，思路清晰，运行稳定性好，有效降低了本钱。关键词半桥SG3525过流保护AbstractTechnologyforpowerelectronicsandswitchingpowersupplyisgoingaheadcontinuouslyinpractice．Theemergenceofnewtechnologywillmakereplacementinmanyapplicationproductsaswellasopenupmoreandmorenewfields．Atthesametimeponentsarerequiredtohavethesmallervolumeandlowerlosses，asanimportantpartsofelectronicdevicespowersupplyisgettingsomeimprovements，forhigh-frequency，forhighefficiency，forhighreliability，forlowlosses，forsmallnoise，foranti-interference，formoduleandsoon．Thesearebeingadevelopmentdirectionforpowersupply，whichshowthatthesetechnologieswillbeemorematureandstable，itwillachievethebinabilitybetweenhigh-efficiencyandhighqualitytouseelectricenergy.ThepulsewidthmodulatorSG3525hasbeenusedinvariousareasforitsfunctionssuchaslockingforthelackofpressure,closingsystemfault,softstarting,delayingPWMdriveandsoon.Thisdesignintroducesahalf-bridgebasedonSG3525switchpowerconverte-r,theworkingprincipleofthecircuitisanalyzedanddesignedover-currentprotec-tioncircuit.Inordertoimproveefficiency,au*iliarypowerforthemainchipusedUC3843flybackconverter.Toreducetheinputofelectromagneticinterference,EMIinputfiltercircuitisset.eachparameterwascalculated,throughtheproducti-onandmissioningphysicalproofthefeasibilityoftheproject.Thepowerstructureissimple,clear,runningstability,andeffectivelyreducingthecostofit.Keywords:half-bridgeSG3525overcurrentprotection目录摘要IAbstractII第1章绪论11.1本课题研究的目的和意义11.2国外技术开展概况11.321世纪开关电源的开展展望21.4本设计的主要容和目标41.5方案论证与总体设计41.5.1方案论证41.5.2硬件总体构造设计6第2章半桥变换器拓扑分析72.1半桥变换器工作原理72.2半桥变换器的漏感问题8第3章控制芯片的介绍93.1SG3525工作特性分析93.2UC3843工作原理分析12第4章电路设计164.1EMI滤波电路设计164.2整流滤波电路设计184.3半桥电路设计194.4控制电路分析194.5驱动电路与过电流保护电路原理分析204.5.1驱动电路设计204.5.2过电流保护电路分析214.6辅助电源设计分析21第5章参数计算及主要元器件选择235.1主电路拓扑参数计算235.1.1半桥变压器计算235.1.2电感的计算255.1.3驱动变压器和电流互感器285.2辅助电源变压器计算285.3其他电路参数计算315.4主要芯片及元器件选择33第6章测试数据与分析346.1本设计用到的仪器仪表346.2电源主要技术参数测试346.2.1电压调整率的测试346.2.2电流调整率的测试346.2.3电源效率的测试346.3电源主要波形测试356.3.1输出纹波噪声的波形356.3.2主电路MOSFET的驱动波形366.3.3辅助电源MOSFET的驱动波形376.3.4主变压器原边绕组电压波形37结论38致39参考文献40附录41CONTENTSAbstract(chinese)IAbstractIIChapter1Introduction11.1Thepurposeandsignificanceoftheresearch11.2Overviewoftechnologydevelopmentathomeandabroad11.3Switchingpowersupply21Prospects21.4Thedesignofthemaincontentsandobjectives41.5Demonstrationandoveralldesignoftheprogram41.5.1Demonstrationprogram41.5.2HardwareArchitectureDesign6Chapter2Analysisofhalf-bridgeconvertertopology72.1Half-bridgeconverterworks72.2Leakageproblemofhalf-bridgeconverter8Chapter3Controltheintroductionofchip93.1AnalysisofworkSG352593.2UC3843WorkAnalysis12Chapter4CircuitDesign164.1EMIfiltercircuitdesign164.2Rectifierfiltercircuitdesign184.3Half-bridgecircuitdesign194.4ControlCircuitAnalysis194.5Drivecircuitandovercurrentprotectioncircuitanalysis204.5.1Drivingcircuit204.5.2Analysisofover-currentprotectioncircuit214.6Au*iliarypowersupplydesignandanalysis21Chapter5Parametercalculationandmajorponentselection235.1Parametercalculationofthemaincircuittopology235.1.1Calculationofhalf-bridgetransformer235.1.2CalculationofInductance255.1.3Driveandcurrenttransformers285.2Calculationofau*iliarypowertransformer285.3Othercircuitparametercalculation315.4Themainchipandponentselection33Chapter6Testdataandanalysis346.1Thedesignofinstrumentationused346.2Themaintechnicalparametersofthetestpower346.2.1VoltageRegulationTesting346.2.2Currentregulationtest346.2.3PowerEfficiencytest346.3Themainwavepowertest356.3.1Outputrippleandnoisewaveforms356.3.2DrivenMOSFETpowercircuitwaveform366.3.3Au*iliarypowerMOSFETdrivingwaveform376.3.4Maintransformerprimarywindingvoltagewaveform37Conclusions38Acknowledgments39References40Appendi*41第1章绪论1.1本课题研究的目的和意义电源是向电子设备提供功率的装置，也称电源供给器。随着电子技术的开展，电子系统的应用领域越来越广泛，我们的衣食住行离不开电源，科学研究、工农业生产、办公学习、文化娱乐、交通、国防建立、教育、环境保护、宇宙探索等等，哪一样也少不了电源。而电子设备的小型化和低本钱化使电源以轻、薄、小和高效率为开展方向。传统的晶体管串联调整稳压电源，是连续控制的线性稳压电源，这种传统稳压技术比拟成熟。并且已有大量集成化的线性稳压电源模块，具有稳定性好、输出纹波电压小、使用可靠等特点。但调整管工作在线性放大状态，为了保证输出电压稳定，其集电极与发射集之间必须承受较大的电压差，导致调整管功耗较大，电源效率很低，一般只有45%左右，另外，由于调整管上消耗较大的功率，所以需要采用大功率调整管并装有体积很大的散热器，于是它很难满足电子设备开展的要求。从而促成了高效率、体积小、重量轻的开关电源的迅速开展。开关型稳压电源就是采用功率半导体器件作为开关，通过控制开关的占空比调整输出电压。开关电源就是以其效率高、功率密度高而在电源领域中占主导地位。随着PWM技术的不断开展和完善，开关电源以其高的性价比得到了广泛的应用。开关电源的电路拓扑构造很多，常用的电路拓扑有推挽、全桥、半桥、单端正激和单端反激等形式。其中，在半桥电路中，变压器初级在整个周期中都流过电流，磁芯利用充分，且没有偏磁的问题，所使用的功率开关管耐压要求较低，开关管的饱和压降减少到了最小，对输入滤波电容使用电压要求也较低。由于以上诸多原因，半桥式变换器在高频开关电源设计中得到广泛的应用[1]。1.2国外技术开展概况1955年美国罗耶〔GH.Roger)创造的自激振荡推挽晶体管单变压器直流变换器，是实现高频转换控制电路的开端，1957年美国查赛〔JenSen)创造了自激式推挽双变压器，1964年美国科学家们提出取消工频变压器的串联开关电源的设想，这对电源向体积和重量的下降获得了一条根本的途径。到了1969年由于大功率硅晶体管的耐压提高，二极管反向恢复时间的缩短等元器件改善，终于做成了25千赫的开关电源。1994年我国原邮电部作出重大决策，要求通信领域推广使用开关电源以取代相控电源。开关电源的使用为国家节省了大量铜材、钢材和占地面积。由于变换效率提高，能耗减少，降低了电源周围环境的室温，改善了工作人员的环境。我国邮电通信部门广泛采用开关电源,极推动了它在其它领域的广泛应用。值得指出的是，近两年来出现的电力系统直流操作电源，是针对国家投资4000亿元用于城网、农网的供电工程改造、提高输配电供电质量而推出的，它已开场采用开关电源以取代传统的相控电源。如今，开关电源以小型、轻量和高效率的特点被广泛应用于以电子计算机为主导的各种终端设备、通信设备等几乎所有的电子设备，是当今电子信息产业飞速开展不可缺少的一种电源方式。目前市场上出售的开关电源中采用双极性晶体管制成的100KHz、用MOSFET制成的500KHz电源，虽已实用化，但其频率有待进一步提高。要提高开关频率，就要减少开关损耗，而要减少开关损耗，就需要有高速开关元器件。然而，开关速度提高后，会受电路中分布电感和电容或二极管中存储电荷的影响而产生浪涌或噪声。这样，不仅会影响周围电子设备，还会大大降低电源本身的可靠性。其中，为防止随开关启-闭所发生的电压浪涌，可采用R-C或L-C缓冲器，而对由二极管存储电荷所致的电流浪涌可采用非晶态等磁芯制成的磁缓冲器。不过，对1MHz以上的高频，要采用谐振电路，以使开关上的电压或通过开关的电流呈正弦波，这样既可减少开关损耗，同时也可控制浪涌的发生。这种开关方式称为谐振式开关。现在对这种开关电源的研究很活泼，因为采用这种方式不需要大幅度提高开关速度就可以在理论上把开关损耗降到零，而且噪声也小，可望成为开关电源高频化的一种主要方式。当前，世界上许多国家都在致力于数兆Hz的变换器的实用化研究。1.321世纪开关电源的开展展望能源在社会现代化方面起着关键作用。电力电子技术以其灵活的功率变换方式，高性能、高功率密度、高效率，在21世纪必将得到大力开展，而开关电源是电力电子技术中占有很大比重的一个重要方面。1.半导体和电路器件是开关电源开展的重要支撑功率半导体器件仍然是电力电子技术开展的“龙头〞，电力电子技术的进步必须依靠不断推出的新型电力电子器件[2]。功率场效应管(MOSFET)由于单极性多子导电，显著地减小了开关时间，因而很容易地便可到达1MHz的开关工作频率而受到世人瞩目。但是MOSFET，提高器件阻断电压必须加宽器件的漂移区，结果使器件阻迅速增大，器件的通态压降增高，通态损耗增大，所以只能应用于中小功率产品。为了降低通态电阻，美国IR公司采用提高单位面积的原胞个数的方法。功率MOSFET，500V、TO220封装的HE*FET自1996年以来，其通态电阻以每年50%的速度下降。对于肖特基二极管的开发，最近利用Trench构造，有望出现压降更小的肖特基二极管，称作TMBS-沟槽MOS势垒肖特基，而有可能在极低电源电压应用中与同步整流的MOSFET竞争。超容电容器是电容器件近年来的最新进展，美国的麦克韦尔公司一直保持着超容电容技术的世界领先地位。超容电容器采用了独特的金属/碳电极技术和先进的非水电解质，具有极大的电极外表和极小的相对距离。现在已开发生产出多种具有广泛适用围的超容电容器单元和组件，单元容量小到10F，大到2700F。超容电容器可方便地串联组合成高压组件或并联组合成高能量存储组件。超容电容器组件现可提供650V的高压高能量应用。超容电容器具有广泛的应用前景。使用超容电容器可以使半导体、造纸、纺织等各种工业高度自动化的制造系统免受电力波动或短暂中断所造成的巨大损失；超容电容器能为医院或公用事业单位等在必须使用应急发电机电源时，提供过渡电源，构成短期不连续电源。对于新型电能车或混合电能车，超容电容器可作为电池的补充甚至替代物。2.电路集成和系统集成及封装工艺电力电子产品或电路的开展方向是模块化、集成化。具有各种控制功能的专用芯片，近几年开展很迅速，如功率因数校正(PFC)电路用的控制芯片；软开关控制用的ZVS、ZCS芯片；移相全桥用的控制芯片；ZVT、ZCTPWM专用控制芯片；并联均流控制芯片；电流反应控制芯片等。功率半导体器件则有功率集成电路(PowerIC)和IPM。IPM以IGBT为功率开关，将控制、驱动、保护、检测电路一起封装在一个模块。由于外部接线、焊点减少，可靠性显著提高。集成化、模块化使电源产品体积小、可靠性高，给应用带来极大方便。电路集成的进一步开展方向是系统集成。如现在的逆变器是将200～300个零件装配在一起成为一个系统。这样做法要花很多时间和人工，本钱也高，也难于做得体积很小。美国VICOR公司生产的第一代电源模块受生产技术、功率、磁元件体积和封装技术的限制，密度始终未能超过每立方英寸80W。近年来，推出的第二代电源模块，部构造也改为模块式，到达高度集成化和全面电脑化。功率密度已经到达了每立方英寸120W。电源模块含元件只有第一代产品的1/3，由115个减为35个。第二代电源模块的控制电路只含两个元件，被称作“大脑〞(Brain)。“大脑〞是两片厚膜电路，由VICOR公司自己的无尘室自行开发生产，其总体积很小，取代了第一代产品中的约100个控制元件，体积缩小了60%。第二代产品的另一个突破是变压器的改进，采用屏蔽式构造和镀铜磁芯，把初级和次级线圈分置左右两边而温升很低。寄生电容和共模噪声也很低。变压器处理功率的密度到达了每立方英寸1000W，温升只有3℃。第二代产品功率器件的管芯直接焊接在基板上，以取代第一代TO-200封装，可以提高散热效率，降低寄生电感、电容和热阻。电力电子技术是重要的支撑科技，每一领域无一不和电力电子有关，都在起着重要作用，而开关电源是其中的一个重要方面，有着深远的美好前景[3]。1.4本设计的主要容和目标设计一个半桥式开关电源变换器，容包括整个电路框图确实定、主拓扑构造确实定、电路的设计、主要元器件参数的计算与选型、实际电路的制作与调试、各主要参数的测量与数据分析、撰写设计论文。设计目标：输入电压围：AC175～AC245V输出电压：DC24V输出电流：Io=10A输出功率：240W电源的效率：η≥80%输出纹波噪声：不大于100mV电压调整率：SU≤2%电流调整率：SI≤2%输出具有过流保护功能，动作电流12A1.5方案论证与总体设计方案论证1.推挽变换器适用于低输入电压大功率的场合，广泛应用于功放电路和开关电源中。变压器带有中心抽头，而且开关管的承受电压较高；由于变压器原边漏感的存在，功率开关管关断的瞬间，漏源极会产生较大的电压尖峰，另外输入电流的纹波较大，因而输入滤波器的体积较大。推挽不适用于高电压：其一，对管子要求耐压高，如220V整流电路中，其VCE(VDS)要到达800V以上，其二，因没有隔直电容，容易产生磁偏，其三，推挽一般要对称的双绕组，这样对变压器工，艺要求高制作困难。2.全桥变换器全桥变换器适合于较大功率场合，由四个功率晶体管组成，相对于半桥而言，功率晶体管及驱动装置个数要增加一倍，本钱较高，导通回路上至少有两个管压降，因此功率损耗也大。3.正激变换器正激变换器输出电压受占空比的调至幅度相对于反激来说低很多，因此要求调控占空比的误差信号幅度比拟大，误差信号放大器的增益和动态围也比拟大；正激变换器的体积比拟大。正激变换器次级峰值电压比半桥变换器高，初级绕组匝数也是半桥的两倍，因此半桥变换器绕组本钱低，寄生电容也更小。4.反激变换器反激变换器电路比拟简单，体积比拟小，多用于功率较小的场合或是多路输出的场合，不需要加磁复位绕组，变压器既有储能的功能，又具有变压和隔离的功能。反激变换器瞬态控制特性较差，它的变压器初级和次级线圈的漏感比拟大，所以变压器效率低。5.半桥式变换器半桥式变换器开关管的稳态关断电压等于直流输入电压，而不像推挽、单端正激或交织正激拓扑那样为输入电压的两倍。而对于推挽等拓扑来说，两倍的电网整流电压将超过其开关管的平安耐压容限。与正激变换器和反激变换器相比，半桥式变换器稳压围宽，更突出的是它在一定围输出电压与输入电压变化无关。半桥式拓扑能将变压器初级侧的漏感尖峰电压钳位于直流母线电压，并将漏感储存的能量归还到母线，而不是消耗于电阻元件。半桥式变换器开关电源两个开关管轮流交替工作，相当于两个开关电源同时输出功率，其输出功率约等于单一开关电源输出功率的两倍。因此，半桥式变压器开关电源输出功率很大〔最大输出功率约为400～500W〕，工作效率很高，经桥式整流或全波整流后，输出电压的电压脉动系数SU和电流脉动系数SI都很小，仅需要很小的滤波电感和电容，其输出电压纹波和电流纹波就可以到达非常小。综合以上对各个变换器分析，结合本设计的指标要求，如240W的输出功率，整流后输出接近310V直流，效率近80%，低本钱目标，半桥式变换器具有绝对优势，因此本设计采用半桥式变换器作为主拓扑[4]。硬件总体构造设计图1-1原理框图AC175V~AC245V交流电进入电源后，首先经过的是EMI滤波电路，滤除电源线进线引入的外界电网的高频脉冲对电源的干扰，同时还有减少开关电源本身产生并经电源传导出去的电磁干扰。然后进入整流滤波电路，整流局部将交流电变为脉动的直流电，滤波电路将脉动的直流电变成平滑的直流电。过电流检测电路通过电流互感器检测输入电流，作用是起到过流保护。接下来进入半桥式电路，通过PMW控制器控制开关管导通来控制半桥电路，在半桥高频变压器的作用下，将中间整流电路输出的低频电源转换为高频电源。最后进入输出滤波电路，将脉动的直流电压在经过电感电容滤波就得到平滑的直流电压，经过输出电压检测之后到达稳定直流24V输出。第2章半桥变换器拓扑分析2.1半桥变换器工作原理半桥式变换器拓扑构造如图2-1所示，波形图如图2-2所示。其主要的优点是，开关管关断时承受电压Vdc〔与双端正激变换器一样〕，而不是像推挽拓扑或单端正激变换器那样为2Vdc[5]。图2-1半桥变换器拓扑如图2-1不管输入网压是AC120V还是AC220V，该电路整流得到的直流电压均为320V。当输入网压为AC220V时，S1断开；为AC120V时,S1闭合。S1断开时，输入为220V交流电压，电路为全波整流电路，滤波电容C1和C2串联，整流滤波得到的直流电压峰值约为1.41×220-2=308V；当S1闭合时，输入为120V交流电压，电路相当于一个倍压整流器。在输入电压的正半周，A点相当于B点为正，电源通过D1给C1充电，C1电压为上正下负，峰值约为1.41×220-1=168V；在输入电压的负半周，A点电压相对于B点为负，电源通过D2给C2充电，C2电压为上正下负，峰值也为1.41×220-1=168V，这样两个电容串联的输出为336V。由此可知，当任何一个晶体管导通时，另一个关断的晶体管承受的电压只是最大直流输入电压，而并非其两倍。假设整流后输入的直流电压为336V，该电路工作情况如下。首先忽略小容量阻断电容Cb，则Np的下端可近似的看做连接到C5与C6的连接点。通常的做法是在C5、C6两端各并接等值放电电阻来均衡两者的电压，本设计中用到R2、R3,加上C5、C6的容量相等，则连接点处的电压为整流输出电压的一半，约为168V。图中的开关管Q1、Q2轮流导通半个周期。Q1导通Q2关断时，Np同名端电压为+168V，Q2承受电压为336V；同理，Q2导通Q1关断时，Q1承受电压也为336V，此时Np同名端电压为-168V[7]。图2-2主要波形图2.2半桥变换器的漏感问题半桥变换器不存在像单端正激和推挽拓扑中那样麻烦的漏感尖峰问题，因为开关管Q1、Q2分别并联了二极管D5、D6，它将开关管承受的尖峰电压钳位于Vdc。Q1导通时，负载电流和励磁电流流过Q1、变压器T1的漏感、NP并联的励磁电感及按匝比平方折算到初级的次级负载等效阻抗，最后流经Cb到达C1、C2接点，NP同名端电压为正；Q1关断时，励磁电感迫使所有绕组电压极性反向，NP同名端电压力图变得很负，使Q1承受远大于Vdc的电压并使Q2承受反压，造成两个开关管的损坏。但由于D6的钳位作用，NP同名端电压就不会低于母线电压。同理，Q2导通时，励磁电感储存能量，NP同名端电压(该端电压接近Vdc/2)为负；Q2关断时，励磁电感使所有绕组电压极性反向。NP同名端电压力图变得很正，但由于D5的存在，NP同名端电压被钳位于母线电压。这样，到同时间的漏感储能就会经D5、D6反应给电源Vdc。第3章控制芯片的介绍3.1SG3525工作特性分析SG3525是用于驱动N沟道功率MOSFET。其产品一推出就受到广泛好评。SG3525系列PWM控制器分军品、工业品、民品三个等级。下面我们对SG3525特点、引脚功能、工作原理进展介绍。SG3525是电流控制型PWM控制器，所谓电流控制型脉宽调制器是按照接反应电流来调节脉宽的。在脉宽比拟器的输入端直接用流过输出电感线圈的信号与误差放大器输出信号进展比拟，从而调节占空比使输出的电感峰值电流跟随误差电压变化而变化。由于构造上有电压环和电流环双环系统，因此，无论开关电源的电压调整率、负载调整率和瞬态响应特性都有提高，是目前比拟理想的新型控制器[8]。一.SG3525引脚功能及特点：图3-1SG3525引脚图1.Inv.input(引脚1)：误差放大器反向输入端。在闭环系统中，该引脚接反应信号。在开环系统中，该端与补偿信号输入端〔引脚9〕相连，可构成跟随器。2.Noninv.input(引脚2)：误差放大器同向输入端。在闭环系统和开环系统中，该端接给定信号。根据需要，在该端与补偿信号输入端〔引脚9〕之间接入不同类型的反应网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型的调节器。3.Sync(引脚3)：振荡器外接同步信号输入端。该端接外部同步脉冲信号可实现与外电路同步。4.OSC.Output(引脚4)：振荡器输出端。5.CT(引脚5)：振荡器定时电容接入端。6.RT〔引脚6〕：振荡器定时电阻接入端。7.Discharge(引脚7)：振荡器放电端。该端与引脚5之间外接一只放电电阻，构成放电回路。8.Soft-Start(引脚8)：软启动电容接入端。该端通常接一只105的软启动电容。9.pensation(引脚9)：PWM比拟器补偿信号输入端。在该端与引脚2之间接入不同类型的反应网络，可以构成比例、比例积分和积分等类型调节器。10.Shutdown(引脚10)：外部关断信号输入端。该端接高电平时控制器输出被制止。该端可与保护电路相连，以实现故障保护。11.OutputA〔引脚11〕：输出端A。引脚11和引脚14是两路互补输出端。12.Ground(引脚12)：信号地。13.Vc(引脚13)：输出级偏置电压接入端。14.OutputB〔引脚14〕：输出端B。引脚14和引脚11是两路互补输出端。15.Vcc〔引脚15〕：偏置电源接入端。16.Vref(引脚16)：基准电源输出端。该端可输出一温度稳定性极好的基准电压。图3-2SG3525部框图图3-3SG3525部各点波形特点如下：〔1〕工作电压围宽：8—35V。〔2〕5.1〔1.0%〕V微调基准电源。〔3〕振荡器工作频率围宽：100Hz～400KHz。〔4〕具有振荡器外部同步功能。〔5〕死区时间可调。〔6〕置软启动电路。〔7〕具有输入欠电压锁定功能。〔8〕具有PWM琐存功能，制止多脉冲。〔9〕逐个脉冲关断。〔10〕双路输出〔灌电流/拉电流〕：200mA(峰值)。二.SG3525的工作原理：SG3525置了5.1V精细基准电源，微调至1.0%，在误差放大器共模输入电压围，无须外接分压电组。SG3525还增加了同步功能，可以工作在主从模式，也可以与外部系统时钟信号同步，为设计提供了极大的灵活性。在5脚和7脚之间参加一个电阻就可以实现对死区时间的调节功能。由于SG3525部集成了软启动电路，因此只需要一个外接定时电容。SG3525的软启动接入端〔引脚8〕上通常接一个104的软启动电容。上电过程中，由于电容两端的电压不能突变，因此与软启动电容接入端相连的PWM比拟器反向输入端处于低电平，PWM比拟器输出高电平。此时，PWM琐存器的输出也为高电平，该高电平通过两个或非门加到输出晶体管上，使之无法导通。只有软启动电容充电至其上的电压使引脚8处于高电平时，SG3525才开场工作。由于实际中，基准电压通常是接在误差放大器的同相输入端上，而输出电压的采样电压则加在误差放大器的反相输入端上。当输出电压因输入电压的升高或负载的变化而升高时，误差放大器的输出将减小，这将导致PWM比拟器输出为正的时间变长，PWM琐存器输出高电平的时间也变长，因此输出晶体管的导通时间将最终变短，从而使输出电压回落到额定值，实现了稳态。反之亦然。外接关断信号对输出级和软启动电路都起作用。当Shutdown〔引脚10〕上的信号为高电平时，PWM琐存器将立即动作，制止SG3525的输出，同时，软启动电容将开场放电。如果该高电平持续，软启动电容将充分放电，直到关断信号完毕，才重新进入软启动过程。注意，Shutdown引脚不能悬空，应通过接地电容可靠接地，以防止外部干扰信号耦合而影响SG3525的正常工作。欠电压锁定功能同样作用于输出级和软启动电路。如果输入电压过低，在SG3525的输出被关断同时，软启动电容将开场放电。此外，SG3525还具有以下功能，即无论因为什么原因造成PWM脉冲中止，输出都将被中止，直到下一个时钟信号到来，PWM琐存器才被复位。3.2UC3843工作原理分析1.UC3843芯片管脚排列：图3-4UC3843的引脚图2.主要特性用于20-50W的小功率开关电源，管脚少，电路简单。(1)单输出级，可以驱动MOS、晶体管。(2)PWM芯片。(3)工作频率500kHz。(4)低启动和工作电流，启动电流小于1mA，工作电流15mA。(5)大电流图腾柱输出，1A。(6)8.5V开通7.6V关断(7)带欠压封锁保护3.引脚及功能：1脚〔P〕：误差放大器输出。2脚〔UFB〕：反应电压输入端。它与部2.5VDC基准电源比拟，产生误差电压来控制调节脉冲宽度。3脚〔ISENSE〕：接电感电流传感器。当采样电压大于1VDC时，缩小脉冲宽度，使电源处于断续工作状态。4脚〔RT/CT〕：定时阻容端。频率f=1.8/(CTRT)。5脚〔Gnd〕：地。6脚〔OUTPUT〕：输出端。7脚〔Vcc〕：电源。10-13VDC，关闭电压10VDC。8脚〔VREF〕：部基准电源输出，5VDC+/-0.1VDC，50mA。4.芯片原理：UC3843是一种单端输出电流控制型电路，其最大的优点是外接元器件极少，外电路装配非常简单，其原理方框图如下列图所示，它有两个控制闭合环路，一个是输出电压反应回误差放大器，用于同基准电压比拟后产生误差电压；另一个是电感(变压器初级)中电流在反应电阻(R0)上产生的电压与误差电压进展比拟产生调制脉冲的脉宽，这些都是在时钟所限定的固定频率下工作。由于误差信号实际控制着峰值电感电流，故称其为电流型脉宽调制器，其优点如下：1)线性调整率(电压调整率)非常好，可达0.0l％/V。这是由于输入电压的变化立即反映为电感电流的变化，它不经过任何误差放大器就能在比拟中改变输出脉冲宽度，再加一级输出电压U。至误差放大器控制，能够使线性调整率更好。2)明显改善了负载调整率。因为误差放大器可专门用于控制由于负载变化造成的输出电压变化。3)误差放大器的外补偿电路简化，稳定度提高并改善了频响，这时由于在R0上检测出的峰值电流能代表平均电流，整个电路可看作一个误差电压控制源，变换器(误差放大器)由双极点变为高极点。4)简化了过流保护电路(电流限制电路)。由于R0上感应出尖峰电感电流，所以自然形成逐个脉冲限流电路，只要Rs上电平到达lV，脉宽调制器就立即关闭，这种峰值电感感应检测技术可以灵敏地准确地限制输出的最大电流。UC3843设有欠压锁定电路，其开启电压为8.5V，关闭阀值为7.6V，UC3843的电源可以由高压直流电通过一个降压电阻R来提供，0.8V的启动关闭的差值电压可有效地防止电路在阀值电压附近工作时的振荡。在uC3843的输入端设有一个34V齐纳管，保证其部电路绝对在34V以下工作，防止可能高压带来的损坏，5V的基准电压由8脚引出，基准电压再降至2.5V，为误差放大器的同相输入端提供基准。5V的基准电压同时作部各局部电路的电源。UC3843的输出为图腾式，输出给开关管的平均电流为±200mA，最大峰值电流可达±1A，输出低电平电压为1.5V，输出高电平电压为13.5V，故适宜驱动晶体管或MOSFET管。UC3843设置有PWM锁存器，可保证输出端在每一振荡周期仅出现一个单控制脉冲，防止噪声干扰和功率管的超功耗。部包括振荡器、误差放大器、电流比拟器、PWM锁存、5VDC基准电源、输出电路等。图3-5UC3843的部框图5VDC基准电源：部电源，经衰减得到2.5VDC作为误差比拟器的比拟基准。该电源还可以提供外部5VDC/50mA。振荡器：产生方波振荡。RT接在4、8〔REF〕脚之间，CT接4、5〔GND〕之间。频率f=1.8/(CTRT)。最大500KHz。误差放大器：由UFB端输入的反应电压和2.5VDC做比拟，误差电压P用于调节脉冲宽度。P端引出接外部RC网络，以改变增益和频率特性。输出电路：单图腾柱输出构造，1A峰值驱动电流，驱动MOS管及双极型晶体管。电流取样比拟器：3脚ISENSE用于检测开关管电流，可以用电阻或电流互感器采样，当VISENSE>1VDC时，关闭输出脉冲，使开关管关断。这实际上是一个过流保护电路。欠压锁定电路UVLO：开通阈值16VDC，关闭阈值10VDC。具有滞回特性。PWM锁存电路：保证每一个控制脉冲作用不超过一个脉冲周期，即所谓逐脉冲控制。另外，UCC与GND之间的稳压管用于保护，防止器件损坏。第4章电路设计4.1EMI滤波电路设计由于开关器件工作在高频通断状态，高频的快速瞬变过程本身就是一电磁骚扰〔EMD〕源，它产生的EMI信号有很宽的频率围，又有一定的幅度。假设把这种电源直接用于数字设备，则设备产生的EMI信号会变得更加强烈和复杂。图4-1EMI电路图1、概念理解：共模扼流圈共模扼流圈使用一个磁心上绕制两组电流方向相反的导线，使用高磁导率的磁心，一般匝数也很少。干扰源产生电流i，在磁心中产生方向相反的磁通，磁心中等于没有磁通，线圈几乎为零，因此不能抑制差模干扰信号。干扰源产生的同时流进线圈的电流i，两线圈产生的磁通是一样方向的，有相互加强作用，每一线圈共模阻抗提高，共模电流大大减弱。实际减弱量取决于共模扼流圈阻抗和负载阻抗大小之比。因此，这种绕法的电磁线圈对共模干扰有强的抑制作用。差模扼流圈为了对差模干扰信号起抑制作用，则共磁心的两个线圈绕向必须相反。这样，对共模信号抑制的电感为零，等于不起作用。在具体线路中采用哪一种绕法，要根据抑制哪一种干扰为主来决定。对扼流圈根本要求：无论对差模或共模扼流圈，无论装设在进线或是出线端，都要到达如下几点根本要求：在干扰信号频率下相应在磁材料初始磁导率下工作阻抗要大；工作频率下相应在磁材料初始磁导率下工作阻抗要小；直流电阻要小，电感值稳定，不随温度变化而产生大幅度变化；分布电容要小。2、电路构造原理：电源噪声是电磁干扰的一种，其传导噪声的频谱大致为10KHz～30KHz，最高可达150MHz。根据传播方向的不同，电源噪声可分为两大类：一类是从电源进线引入的外界干扰，另一类是由电子设备产生并经电源传导出去的噪声。这说明噪声属于双向干扰信号，电子设备既是噪声干扰的对象，又是一个噪声源。假设从形成特点看，噪声干扰分差模干扰与共模干扰两种。差模干扰是两条电源线之间〔简称线对线〕的噪声，共模干扰则是两条电源线对〔简称线对地〕的噪声。因此，电磁干扰滤波器应符合电磁兼容性〔EMC〕的要求，也必须是双向射频滤波器，一方面要滤除从交流电源线上引入的外部电磁干扰，另一方面还能防止本身设备向外部发出噪声干扰，以免影响同一电磁环境下其他电子设备的正常工作。此外，电磁干扰滤波器应对差模、共模干扰都起到抑制作用。在上图中C1和C2叫做差模电容，L叫做共模电感，C3和C4叫做共模电容。差模滤波元件和共模滤波元件分别对差模和共模干扰有较强的衰减作用。该五端器件有两个输入、两个输出和一个接地端，使用时外壳接通。共模扼流圈L〔亦称共模电感〕对差模干扰不起作用，但当出现共模干扰时，由于两个线圈的磁通方向一样，经过耦合后总电感量迅速增大，因此对共模信号呈现很大的感抗，使之不易通过，故称作共模扼流圈。它的两个线圈分别绕着低损耗、高导磁率的铁氧体磁环上，当有电流通过时，两个线圈上的磁场就会互相加强。当市网工频电流在两个绕组中流过时为一进一出，产生的磁场恰好抵消，使得共模电感对市网工频电流不起任何阻碍作用，可以无损耗地传输。如果市网中含有共模噪声电流通过共模电感，这种共模噪声电流是同方向的，流经两个绕组时，产生的磁场同相叠加，使得共模电感对干扰电流呈现出较大的感抗，由此起到了抑制共模干扰的作用。实际使用中共模电感两个电感绕组由于绕制工艺的问题会存在电感差值，不过这种差值正好被利用作差模电感。所以，一般电路中不必再设置独立的差模电感了。共模电感的差值电感与电容C1及C2构成了一个滤波器。这种滤波器对差模干扰有较好的衰减。需要指出当额定电流较大时，共模扼流圈的线经也要相应增大，以便能承受较大的电流。此外适当增加电感量，可改善低频衰减特性。除了共模电感以外，图中的电容C3及C4也是用来滤除共模干扰的。共模滤波的衰减在低频时主要由电感器起作用，而在高频时大局部电容C3及C4起作用。差模干扰抑制器通常使用低通滤波元件构成，最简单的就是一只滤波电容接在两根电源线之间而形成的输入滤波电路〔如图中电容C1〕，只要电容选择适当，就能对高频干扰起到抑制作用。该电容对高频干扰阻抗甚低，故两根电源线之间的高频干扰可以通过它，它对工频信号的阻抗很高，故对工频信号的传输毫无影响。该电容的选择主要考虑耐压值，只要满足功率线路的耐压等级，并能承受可预料的电压冲击即可。为了防止放电电流引起的冲击危害，C*(C1和C2)电容容量不易不宜过大，采用薄膜电容器，容量围大致是0.01mF～0.47uF，主要用来滤除差模干扰。C3和C4亦可并联在输入端，仍选用瓷电容，容量围是2200pF～0.1uF。为减小漏电流，电容量不得超过0.1uF，并且电容器中点应与接通。C1、C2和C3、C4的耐压值分别为275V和630V。4.2整流滤波电路设计图4-2整流滤波电路图整流滤波电路如上图所示。它采用全桥式整流滤波构造，C5、C6为滤波电容，R2、R3为均压电阻。整流电路是利用二极管的单向导通原理来完成工作的，其中整流局部将交流电变为脉动的直流电〔本文采用的是整流桥D3BA60〕，滤波电路将脉动的直流电变成平滑的直流电[12]。4.3半桥电路设计该电源采用半桥式变换电路，其工作频率45KHZ，在初级一侧的主要局部是Q1和Q2功率管及C5和C6电容器。Q1和Q2交替导通、截止，在高频变压器初级绕组N1两端产生一副值为Vdc1/2的正负方波脉冲电压。能量通过变压器传递到输出端，Q1和Q2采用IRF830功率MOS管[13]。图4-3半桥电路图4.4控制电路分析控制电路以SG3525为主控芯片，1脚接电阻R45、R16和R92及电容C73，R45、R16和R92起到分压的作用，C73滤波。作为误差放大器1的反相输入，当Vout变化时，误差放大器1的输出电压随之改变，即与锯齿波电压比拟电平改变。PWM比拟器输出的脉冲宽度改变，致使SG3525输出的驱动脉冲改变从而实现稳压的目的。5脚接振荡器地势电容C11，6脚接振荡器定时电阻R14。5脚和6脚构成振荡频率控制端，通过改变电阻或电容的大小来改变振荡频率。13脚和15脚接VCC，作为启动电压。11脚和14脚接入驱动电路，12脚接GND，16脚接基准电压〔VREF〕。图4-4控制电路图4.5驱动电路与过电流保护电路原理分析驱动电路设计图4-5驱动电路m、n分别连接UC3525的输出端14、11脚，a与半桥中的MOS管Q2的栅极连接，b连接Q2的源极，c连接半桥中的MOS管Q1的栅极，d连接Q1的源极。KSP2907是低电平导通，当R38处为高电平时，通过D6直接驱动Q2导通，此时R39处为低电平Q5导通，通过二极管把c点处电压拉低，则Q1关断截止。反之，则Q1导通，Q2关断截止。过电流保护电路分析图4-6过流保护电路图过流保护是利用SG3525的l0脚加高电平封锁脉冲输出的功能。当10脚为高电平时，SG3525的脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。过流信号取自输入端的电流互感器CT，经逆变后得到电流信号加至上图所示过流保护电路上。过流信号加至电压比拟器LM358同相端。当过流信号使同相端电平比反相端参考电平高时，比拟器将输出高电平，则二极管D7将从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并把同相端电位提升为高电平，这一变化将使得电压比拟器一直稳定输出高电平封锁脉冲，本电路通过D6与SG3525的10脚连接，则SG3525停顿工作，11、14脚不输出，将自动切断输入电源。在正常状态下，比拟器输出零电平，不影响电路工作[11]。4.6辅助电源设计分析反激变换器拓扑在输出功率为5~150W的低本钱电源应用中非常广泛，它的最大优点，很明显，就是不需要次级输出电感。这会使反激变换器在体积和本钱上占有很大优势。本设计中辅助电源采用反激变换器如图4-7，控制电路以UC3843为核心，输出电压为DC17V，输出功率6W，效率80%，开关频率为82KHz，电压反应取自辅助绕组。图4-7辅助电源原理图工作过程大致为：输入直流电压，通过启动电阻启动芯片。芯片工作后，6脚驱动MOS管Q3，反激变压器工作。在Q3导通期间，D17反偏；在Q3截止时，D17正偏，供给负载功率。第5章参数计算及主要元器件选择5.1主电路拓扑参数计算半桥变压器计算技术指标：输入电压DC247V~DC347V；输出电压24V；输出电流10A；电源的效率：η≥80%；开关频率。=1\*GB3①用AP法计算：(5-1)(5-2)——拓扑系数，查表得：，(5-3)查磁芯手册知，PC40材料，EE40磁芯的窗口横截面积，所以>(5-4)Aw——是磁芯窗口面积Ae——是磁芯有效截面积所以可以选择PC40材料，EE40磁芯变压器原边匝数计算：设最大占空比,(5-5)(5-6)原边绕组匝数(5-7)这时原边绕组要按比例增加取NP=23〔匝〕=2\*GB3②变压器副边匝数计算：根据电感伏秒积平衡得(5-8)(5-9)副边绕组匝数取NS=5(匝)=3\*GB3③变压器原边线径确定：原边绕组电流有效值为,(5-10)J——电流密度横截面积：(5-11)原边线径：(5-12)因为变压器原负边流过的都是高频电流，大都分的电流沿着导线上*一厚度或称之为趋肤深度的表层进展传导，可以用下面的公式等价这种关系：(5-13)其中——趋肤深度，mm；km——物质常数，铜的物质常数〔〕；f——频率,Hz。(5-14)选25*线径为0.454mm的漆包线因为面积相等：所以取3股0.454并联=4\*GB3④副边线径：副边电流有效值为(5-15)导线横截面积：(5-16)副边线径：(5-17)因为，所以选25*线径为0.454mm的漆包线由面积相等所以取16股0.454并联电感的计算技术指标为：(5-18)(5-19)(5-20)(5-21)(5-22)，(5-23)电感确定：(5-24)所以取原边峰值电流：，(5-25)峰值比有效值大，为保存有足够余量令等于J的单位为，将其化成:=(5-26)、、、为国际单位L——电感量——为气隙横截面积——为磁密摆幅——为电流有效值——为铜线面积——为电流密度——为填充系数——电感峰值电流取0.6，取0.25T，〔温升是时〕(5-27)因EE40AP=1.38>0.1516所以选磁心型号EE40(5-28)取〔匝〕气隙确定：因为安培环路定则：磁阻(5-29)：2300很小可忽略；真空磁导率，为磁导率，为气隙磁阻，气隙长度，为原边电感量(5-30)线径确定：(5-31)(5-32)(5-33)选25*线径为0.454mm的漆包线由面积相等：股，取14股0.454m并联驱动变压器和电流互感器1.驱动变压器：根据经历值取EE250.33mm线径1:1的原边30匝副边30匝30匝2.电流互感器：一般经历值原边单匝副边100匝3.隔直电容：(5-34)取/400V5.2辅助电源变压器计算辅助电源技术指标为：输出电压为DC17V；输出功率6W；效率80%；开关频率为82KHz计算是在DCM下：=1\*GB3①最小和最大输入电流为=2\*GB3②输入功率为(5-35)=3\*GB3③最小输入电压时平均电流(5-36)=4\*GB3④负载最重时临界连续〔时〕取=5\*GB3⑤反激电压有，所以反激电压：(5-37)=6\*GB3⑥原边峰值电流(5-38)=7\*GB3⑦周期为(5-39)=8\*GB3⑧选pc40材料〔按算〕：磁密摆幅：假设要超过它则磁通饱和，取磁密峰值：=9\*GB3⑨选EE25，横截面积=10\*GB3⑩计算原边绕组匝数：(5-40)因为(5-41)取匝原边电感量：(5-42)二次侧绕组的匝数：(5-43)取匝二次侧峰值电流：(5-44)二次侧电感量：(5-45)辅助绕组匝数：芯片工作电流10mA〔稳定工作〕，启动电流1mA令所以匝气隙：(5-46)原边绕组线径：原边电流有效值〔均方根值〕：选电流密度，横截面积：所以原边线径：(5-47)取32*线径为0.203mm的漆包线副边绕组线径：副边线径(5-48)取25*线径为0.454mm的漆包线辅助绕组：根据经历值选28*线径为0.32mm的漆包线5.3其他电路参数计算1.电流取样电阻(5-49)可取，本设计中经实验验证取两个并联2.启动电阻可取选择〔耐压，电流〕完全符合条件3.输入滤波电容：效率公式为：(5-50)输入功率为：(5-51)(5-52)因两电容均分输入电压所以取即可4.输出滤波电容：纹波电压：(5-53)因为输出电压为24V，所以所以取即可5.吸收回路计算：(5-54)经历值：R取即可，(5-55)取电容即可5.4主要芯片及元器件选择1.场效应管选择：本设计为AC175～AC245V/DC24V240W的开关电源，在半桥逆变电路中是采用型号为IRF830的场效应管作为开关管，各项指标为VDS=500V，VDGR=500V，VGS=±30V，ID=5.9A(Tmb=25℃；VGS=10V)，ID=3.7A(Tmb=100℃；VGS=10V)，IDM=24A，PD=125W(Tmb=25℃)，TSTG=-55℃～150℃，均满足要求。2.主芯片：控制电路采用芯片SG3525，因其是双路交替输出，其他功能见第三章讲解。3.辅助电源控制芯片：因为芯片UC3843只有8个引脚，外电路接线简单，所用元器件少，并且性能优越，本钱低廉，驱动电平非常适合于驱动MOS管，占空比可达100%，启动和关闭阀值为8.5V/7.6V，所以辅助电源采用UC3843为主控芯片。4.二极管的选择：整流桥采用D3SBA60各项指标为VRM=600V，IF(AV)=4A(TC=108℃)，IF(AV)=2.3A(TC=25℃)，IFSM=80A，VF=1.05V，IR=10uA，TSTG=-40℃～150℃也满足要求。IN4148是属于一般的二极管，小电流常用的频率较高，输出小电流用的。是高速开关管，开关比拟迅速，适用于信号频率较高的电路进展单向导通隔离。因此，在本设计中的其他二极管选择IN4148。第6章测试数据与分析6.1本设计用到的仪器仪表本设计在制作、调试、测试过程中用到一些仪器仪表，分别是福禄克数字万用表、数字万用表、电感表、直流稳压电源、DS5062CE数字示波器、安培表、接触调压器、磁盘与滑线变阻器等。6.2电源主要技术参数测试电压调整率的测试表6-1电压调整率测试数据输入电压175V220V245V输出电压23.85V24.1V24.3V在最小和最大输入电压下分别测试输出电压，在额定输入电压时测试输出电压，所以电压调整率：，满足设计要求不大于2%。电流调整率的测试输入电压为额定220V不变，空载时输出电压：24.5V；满载时输出电压：24.1V，所以电流调整率：，满足设计要求不大于2%。电源效率的测试表6-2电源效率测试数据输出电流2A5A7A8A10A输出电压24.4V24.3V24.26V24.2V24.1V输出功率48.8W121.5W169.8W193.6W241W输入电流0.32A0.76A0.89A0.96A1.15