高频电子线路课件

第一章高频小信号谐振放大器1.1LC选频网络1.2高频小信号调谐放大器

1.3集中选频放大器1.4电噪声1.1LC选频网络

1.1.1选频网络的基本特性1.1.2LC选频回路*1.1.4双耦合谐振回路及其选频特性1.1.3LC阻抗变换网络LC选频网络由电感线圈和电容组成，当外界授予一定能量，电路参数满足一定关系时，可以在回路中产生电压和电流的周期振荡回路。若该电路在某一频率的交变信号作用下,能在电抗原件上产生最大的电压或流过最大的电流，即具有谐振特性，故该电路又称谐振回路。谐振回路按电路的形式分为：1.串联谐振回路2.并联谐振回路3.耦合谐振回路1.1LC选频网络用途：1.利用他的选频特性构成各种谐振发大器2.在自激振荡器中充当谐振回路3.在调制、变频、解调充当选频网络

本章讨论各种谐振回路在正弦稳态情况下的谐振特性和频率特性。1.1.1选频网络的基本特性

要求选频电路的通频带宽度与传输信号有效频谱宽度相一致。理想的选频电路通频带内的幅频特性fof1f2理想实际α(f)=H(f)/H(fo)f0.40.60.81.00.20通频带外的幅频特性应满足

理想的幅频特性应是矩形，既是一个关于频率的矩形窗函数。

矩形窗函数的选频电路是一个物理不可实现的系统，实际选频电路的幅频特性只能是接近矩形

矩形窗函数的选频电路是一个物理不可实现的系统，实际选频电路的幅频特性只能是接近矩形定义矩形系数K0.1表示选择性：2Δf0.7称为通频带：显然，理想选频电路的矩形系数K0.1=1，而实际选频电路的矩形系数均大于1。fof1f22Δf0.72Δf0.1理想实际α(f)=H(f)/H(fo)f0.40.60.81.00.20

另外，为不引入信号的相位失真，要求在通频带范围内选频电路的相频特性应满足

即理想条件下信号有效频带宽度内的各频率分量都延迟一个相同时间τ，这样才能保证输出信号中各频率分量之间的相对关系与输入信号完全相同。+π/2φ(f)f-π/20理想实际

实际选频回路的相频特性曲线并不是一条直线，所以回路的电流或端电压对各个频率分量所产生的相移不成线性关系，这就不可避免地会产生相位失真，使选频回路输出信号的包络波形产生变化φo+π/2φ(f)f-π/20-φofof1f22Δf0．7理想实际1.1.2LC选频回路RpLCRSiSRLCRSiSRLCRSuS

串联LC谐振回路RLCRSuSRLCRSuSZS串联LC谐振回路仿真RLCRSuSRLCRSuSiiRLCRSuSRLCRSuS电容性电感性RQ2>Q1Q11OQ2OQ1Q2同样定义串联谐振回路端电流的相位为RLCRSuS+uC-+uL-ii+ui-+uR-仿真1矩形系数:=9.96RLCRSuSRL仿真并联LC谐振回路RpLCRSiSRLCRSiS

并联LC谐振回路仿真RLCRSiSZPRLCRSiSRpLCRSiSRpLCRSiS+ui-RLCRSiSRLCRSiS电感性电容性Rp仿真Q2>Q1Q11OQ2OQ1Q2同样定义并联谐振回路端电压的相位为RpLCRSiSiiiCiRiL+ui-仿真1RpLCRSiSRL仿真例1设一并联谐振回路，谐振频率f0=10MHz，回路电容C＝50pF，试计算所需的线圈电感L。又若线圈品质因素为Q＝100，试计算回路谐振电阻及回路带宽。若放大器所需的带宽为0.5MHz,则应在回路上并联多大电阻才能满足要求？解：（1）计算L值（2）回路的谐振电阻和带宽（3）求满足0.5MHz带宽的并联电阻设回路并联电阻为，回路有载品质因数为将已知条件带入，可得：RLCRSiS返回ZPRLCRSuSZSRLCRSuSRLCRSiSRpLCRSiSRLCRSuSRpLCRSiS+ui-iiRLCRSuSRLCRSiSRLCRSuSRLCRSiS电感性电容性电容性电感性RpRQ2>Q1Q11OQ2或OQ1Q2或同样定义并联（串联）谐振回路端电压（电流）的相位为RpLCRSiSiiiCiRiL+ui-RLCRSuS+uC-+uL-ii+ui-+uR-11RpLCRSiSRLRLCRSuSRL例2(习题1.2)：串联回路如下图所示。

信号源频率

f=1MHz。电压振幅V=0.1V。将1-1端短接，电容C

调到100pF时谐振。此时，电容

C

两端的电压为10V。如1-1端开路再串接一阻抗Z

（电阻和电容串联），则回路失谐，电容C

调到200pF时重新谐振。此时，电容C

两端的电压为2.5V。试求：线圈的电感L，回路品质因数

Q以及未知阻抗Z

。解：（1）计算L值（2）空载品质因数和有载品质因数电容：（3）计算阻抗回路的谐振电阻1.1.3LC阻抗变换网络

BX1RXR1AABX2R2BX1RXR1AABX2R2BX1RXR1AABX2R2RL1CRSiSL2RpCRSiS二变压器阻抗变换电路RL'

假设初级电感线圈的圈数为N1，次级圈数为N2，且初次间全耦合(k=1)，线圈损耗忽略不计，则等效到初级回路的电阻RL'上所消耗的功率应和次级负载RL上所消耗功率相等从功率等效角度证明：理想变压器无损耗：二变压器阻抗变换电路可通过改变比值调整RL'的大小。三回路抽头的阻抗变换L2L1CL2L1CRLC2C1LLC2C1RLiSRSL1C2C1RLiSRSL2L1C2C1RLabbacdcdL2LCRL'RS'iS'LCRL'RS'iS'ababiSRSL2L1C2C1RLacbdiS'RS'LCRL'ab+ucb-+uab-+udb-+uab-iSRSL2L1C2C1RLacbdiS'RS'LCRL'ab+ucb-+uab-+udb-+uab-iSRSL2L1C2C1RLacbdiLiSiCiRiL>>iS；iC>>iRiSRSL2L1C2C1RLacbdiLiSiCiR例4应用部分接入法的选频电路接入系数对回路有载品质因数影响明显减小。仿真

例5

如图，抽头回路由电流源激励,忽略回路本身的固有损耗,试求回路两端电压u(t)的表示式及回路带宽。

解由于忽略了回路本身的固有损耗,因此可以认为Q→∞。由图可知,回路电容为

谐振角频率为电阻R1的接入系数等效到回路两端的电阻为由于回路两端电压u(t)与i(t)同相,电压振幅U=IR=2V,故输出电压为

回路有载品质因数回路带宽例6如图所示并联谐振回路，信号源与负载都为部分接入。已知RS、RL，并知回路参数L、C1、C2和空载品质因数Q0，求（1）fo与B

；（2）RL不变，要求总负载与信号源匹配，如何调整回路参数？题意分析：并联谐振回路是高频电路中的最基本、最重要的电路之一，掌握其基本参数与特性非常重要。对这些内容一定要十分熟练。本题的主要目的就是考查这部分内容。另外，题目考查的内容还有抽头接入回路、接入系数、阻抗变换和匹配的概念。在求带宽（通频带）时还要注意有载QL值和空（无）载Q0值的区别。iSRSL1L2C1C2RLacbd计算fo与B再考虑有载时的情况。这里先不考虑信号源，设RL对回路的接入系数为p2

，则:把RL折合到回路两端，变为

对于，先考虑空载时的情况：解：iSRSL1L2C1C2RLacbd回路本身的并联谐振电阻它与并联，构成总的回路负载因此，有载QL值为

iSRSL1L2C1C2RLacbdiS'RS'LCRp'ab若考虑时，也可以求得考虑影响后的回路带宽

若要使Rp″与Rs匹配，即Rp″=Rs，需调整Rp″。由于RL不变，Rp″中可调整的参数有p1、p2、Q0和L。但实际上L及Q0一般不变，而且回路f0也不能变。2.设信号源对回路的接入系数为p1，则总负载折合到信号源处为：讨论：一般地，阻抗变换时，由回路的低端折合到高端（部分接入到全接入）电阻增加，即除以p2（因为p通常不大于1）。反之，乘以p2。计算这类题目时，要特别注意所有负载对Q值、通频带等参数的影响。iSRSL″C″R0″ab

因此，可通过调整p1和p2来实现。调整p1就是调整L的抽头位置，调整p2就是调整C1和C2。需要注意的是，调C1和C2时要保持C不变。*1.1.4双耦合谐振回路及其选频特性仿真ususisisisis+u2m-+u2m-1111.2高频小信号调谐放大器

（highfrequencysmallsignalamplifiers）概述1.2.1晶体管的高频小信号等效模型

1.2.2高频小信号调谐放大器

1.2.3高频调谐放大器的稳定性Cb'erbb'Cb'crb'crb'eub'ercegmub’e1.2.1晶体管的高频小信号等效模型eb'rcerb'creeCb'eCb'crbb'rb'ecrccbgmub’e+u1-+u2-i1i2二

Y参数等效电路yieyoeyreuceyfeube+ube-+uce-ibicyieyoeyreuceyfeubeCiegiegoeCoe11.2.2高频小信号调谐放大器Rb1Rb2ReEc45123Rb1Rb2ReyLCbCeCB1B2VTLEc仿真32154B1B2CLyLVT输入回路输出回路晶体管45123Rb1Rb2ReyLCbCeCB1B2VTLEc32154yieyoeyreuceyfeubeCyLL+u54-+u31-+u21-32154B1B2CLyLVT32154yieyoeyreuceyfeubeCyLL+u54-+u31-+u21-yLYSyieyreuceyfeubeyoeCiSCp1yfeubegoyfeubeyoeYLyLyfeubeyoe+u54-+u31-+u31-p1yfeubep1yfeube+u31-p1yfeubeyLYSyieyreuceyfeubeyoeCiSCp1yfeubego+u31-1B1例7一中频放大器线路如图所示，已知放大器工作频率为，回路电容，中频变压器接入系数，，线圈品质因数。晶体管的Y参数（在工作频率上）为:，，，，。设后级输入电导仍为，求：（1）回路有载品质因数和通频带；（2）放大器电压增益；（3）中和电容题意分析：本题是小信号放大器分析的基本题。由于图中只有一个谐振回路，属于单调谐回路，根据

即可计算，但要注意的是：公式中C∑等效到回路中的总电容，g∑为等效到回路中的总电导由于采用了中和电路，计算增益时应认为放大器本身是稳定，而且不必考虑由

引起的反馈。本题的关键在于回路中的总电容、总电阻到底由哪些元件组成的。解：（1）由于

为回路的总电容，R∑为回路的总电阻。R∑包括三个部分组成：回路本身的损耗以及三极管输出电阻和后级输入阻抗等效到回路中的损耗。回路本身的损耗，即回路本身的并联谐振电阻为晶体管输出电阻折合到回路两端的电阻为下一级输入电阻折合到回路两端的电阻为则回路两端总电阻为同样，可以求得回路总电容为：因此（2）谐振时的电压增益为讨论：本题中回路中的总电容是由回路本身的电容C以及三极管的输入电容、输出电容分别折合到回路中构成的，应注意电容的折合与电阻、电感是不同的；回路的总电阻包括回路本身的谐振电阻以及三极管的输入电阻、输出电阻分别折合到回路中三个部分。在不同的应用时，等效所包含的内容是不一样的，应具体问题具体分析。（3）三、多级单调谐放大器Au1Au2Aun（2）n级放大器的矩形系数图示电路为一单调谐回路中频放大器，晶体管3DG6C的直流工作点是VCE

＝8V，IE＝2mA；工作频率f0

＝10.7MHz；；调谐回路采用中频变压器L1~3＝4μH，Q0

＝100，其抽头为N1~2＝5圈，N1~3

=20圈，N4~5

=5圈。已知晶体管参数如下：gie＝2860μS；Cie

＝18pF；goe

＝200μS；Coe

＝7pF；yfe

＝45mS；ϕfe＝－54o；yre＝0.31mS；ϕre＝－88.5o试计算放大器的：1）单级电压增益Av0；2）单级通频带2Δf0.7；3）四级的总电压增益（AV0）44）四级的总通频带（2Δf0.7）45）如四级的总通频带

保持和单级的通频带2Δf0.7相同，则单级的通频带应加宽多少？四级的总电压增益下降多少？此时，单级放大器的负载回路应并联上一个多大的电阻？yieyreuceyfeubeyoeYSyL1.2.3高频调谐放大器的稳定性

实际上yre≠0，即输出电压可以反馈到输入端，引起输入电流的变化，从而可能使放大器工作不稳定。如果这个反馈足够大，且在相位上满足正反馈条件，则会出现自激振荡现象。1.共发射极放大器的最大稳定增益

u'beuce

由于内反馈的存在，在放大器的输入端将产生一个反馈电压u'be，定义稳定系数S:S＝ube(jω)／u'be(jω)u'be(jω)=-yreuce/

(YS+yie)=-yreuce/y1uce(jω)=-yfeube/

(yL+yoe)=-yfeube/y2S＝ube(jω)／u'be(jω)=y1y2/yfeyre

当晶体管的工作频率远低于特征频率fT时:

yfe≈|yfe|≈gm,yre≈jωCb'c，φre＝90o

经推导得放大器的电压增益与稳定系数S的平方根成反比:当取S=1时，称为临界稳定，其电压增益称为临界稳定电压增益。实际中常取S=5，此时电压增益称为最大稳定增益。即为

S＝ube(jω)／u'be(jω)=y1y2/yfeyre

当S为正实数时，表明ube(jω)／u'be(jω)同相，满足自激振荡的相位条件。

当|S|>1时，|ube(jω)|>|u'be(jω)|，不满足振幅条件，放大器不会自激；当|S|≤1时，放大器不稳定。

为使放大器远离自激状态而稳定地工作，单级放大器通常选|S|＝5～10。

2.提高放大器的稳定性的方法

一是从晶体管本身想办法，减小其反向传输导纳yre的值。

二是从电路上设法消除晶体管的反向作用，使它单向化，具体方法有中和法与失配法。

中和法通过在晶体管的输出端与输入端之间引入一个附加的外部反馈电路(中和电路)，来抵消晶体管内部参数yre的反馈作用。

CNCL2L1VT2VT1ECCL1L2VT1VT2CNCb'ciNif

具体线路：

用一个电容CN来抵消yre的虚部(反馈电容)的影响，就可达到中和的目的。

固定的中和电容CN只能在某一个频率点起到完全中和的作用，对其它频率只能有部分中和作用。中和电路的效果很有限。

电桥平衡时，CD两端的回路电压不会反映到AB两端,即对应两边阻抗之比相等。～BAViCN+–VoCb¢cCDL1L2例失配法

信号源内阻不与晶体管输入阻抗匹配，晶体管输出端负载阻抗不与本级晶体管的输出阻抗匹配。

原理：由于阻抗不匹配，输出电压减小，反馈到输入电路的影响也随之减小。使增益下降，提高稳定性。使Yi=yie，即使后项

0，则必须加大Y

L

晶体管实现单向比，只与管子本身参数有关，失配法一般采用共发一共基级联放大.则

中和法与失配法比较

中和法：优点：简单，增益高缺点：①只能在一个频率上完全中和，不适合宽带②因为晶体管离散性大，实际调整麻烦，不适于批量生产。③采用中和对放大器由于温度等原因引起各种参数变化没有改善效果。失配法：优点：①性能稳定，能改善各种参数变化的影响；②频带宽，适合宽带放大，适于波段工作；③生产过程中无需调整，适于大量生产。缺点：增益低。

1.3集中选频放大器1.3.1集中选频放大器的组成第二种形式第一种形式1.3.2集中选频滤波器

1）石英晶体的物理特性：石英是矿物质硅石的一种（也可人工制造），化学成分是SiO2，其形状为结晶的六角锥体。图(a)表示自然结晶体，图(b)表示晶体的横截面。为了便于研究，人们根据石英晶体的物理特性，在石英晶体内画出三种几何对称轴，连接两个角锥顶点的一根轴ZZ，称为光轴，在图(b)中沿对角线的三条XX轴，称为电轴，与电轴相垂直的三条YY轴，称为机械轴。

Y

X1

X

Y

Z

Y

Y

X

X

Y

Y

X

X

Y

Y

X

X

(a)

(b)

1石英晶体滤波器

沿着不同的轴切下，有不同的切型，X切型、Y切型、AT切型、BT、CT……等等。石英晶体具有正、反两种压电效应。当石英晶体沿某一电轴受到交变电场作用时，就能沿机械轴产生机械振动，反过来，当机械轴受力时，就能在电轴方向产生电场。且换能性能具有谐振特性，在谐振频率，换能效率最高。

石英晶体和其他弹性体一样，具有惯性和弹性，因而存在着固有振动频率，当晶体片的固有频率与外加电源频率相等时，晶体片就产生谐振。2）石英晶体振谐器的等效电路和符号

石英片相当一个串联谐振电路，可用集中参数Lq、Cq、rq来模拟，Lq为晶体的质量（惯性），Cq

为等效弹性模数，rg

为机械振动中的摩擦损耗。

右图表示石英谐振器的基频等效电路。电容C0称为石英谐振器的静电容。其容量主要决定于石英片尺寸和电极面积。

一般C0在几PF～几十PF。式中

—石英介电常数，s—极板面积，d—石英片厚度

C0

rq

Cq

Lq

JT

b

a

rqLqCqCoab石英晶体的特点是：①等效电感Lq特别大、等效电容Cq特别小，因此，石英晶体的Q值很大，一般为几万到几百万。这是普通LC电路无法比拟的。

②由于，这意味着等效电路中的接入系数很小,因此外电路影响很小。3）.石英谐振器的等效电抗（阻抗特性）石英晶体有两个谐振角频率。一个是左边支路的串联谐振角频率

q，即石英片本身的自然角频率。另一个为石英谐振器的并联谐振角频率p。串联谐振频率

并联谐振频率

显然

接入系数p很小，一般为10-3数量级，所以

p与q很接近。上式忽略rq

后可简化为

当

=

q时z0=0Lq、Cq串谐谐振，当

=

p，z0=，回路并谐谐振。当为容性。当时,jx0

为感性。其电抗曲线如上图所示。

xo

容性

O

容性

wq

wp

感性

并不等于石英晶体片本身的等效电感Lq。石英晶体滤波器工作时，石英晶体两个谐振频率之间感性区的宽度决定了滤波器的通带宽度。

必须指出，在q与p的角频率之间，谐振器所呈现的等效电感2.陶瓷滤波器

利用某些陶瓷材料的压电效应构成的滤波器，称为陶瓷滤波器。它常用锆钛酸铅[Pb(zrTi)O3]压电陶瓷材料（简称PZT）制成。

这种陶瓷片的两面用银作为电极，经过直流高压极化之后具有和石英晶体相类似的压电效应。优点：容易焙烧，可制成各种形状；适于小型化；且耐热耐湿性好。它的等效品质因数QL为几百，比石英晶体低但比LC滤波高。1)陶瓷片的“压电效应”与“反压电效应”2)两端陶瓷滤波器（外形及符号）两个谐振频率：

3）三端陶瓷滤波器实物图：3声表面波滤波器(SAWF)实物图：声表面波滤波器应用实例：

V1是预中放部分，起前置放大作用；

Z1为SAWF起集中选频作用；

TA7680AP为彩电图像中频放大器IC。1.4电噪声1.4.1概述1.4.2噪声的来源和特点1.4.3噪声系数计算方法

1.4.1

概述

噪声是一种随机信号，其频谱分布于整个无线电工作频率范围，因此它是影响各类收信机性能的主要因素之一。干扰与噪声的分类如下：

干扰一般指外部干扰，可分为自然的和人为的干扰。自然干扰有天电干扰、宇宙干扰和大地干扰等。人为干扰主要有工业干扰和无线电器的干扰。

噪声一般指内部噪声，也可以分为自然的和人为的噪声。本章主要讨论自然噪声，对工业干扰和天电干扰只做简略的说明。1.4.2噪声的来源和特点

理论上说，任何电子线路都有电子噪声，但是因为通常电子噪声的强度很弱，因此它的影响主要出现在有用信号比较弱的场合，在电子线路中，噪声来源主要有两方面：电阻热噪声和半导体管噪声，两者有许多相同的特性。1电阻的热噪声

电阻由导体等材料组成，导体内的自由电子在一定的温度下总是处于“无规则”的热运动状态，这种热运动的方向和速度都是随机的。自由电子的热骚动在导体内形成非常弱的电流。由于en呈现正态分布，所以又称其为高斯噪声

电阻热噪声作为一种起伏噪声，具有极宽的频谱，从零频一直延伸到10-13Hz以上的频率，而且它的各个频率分量的强度是相等的。这种频谱与白色光的光谱类似，因此将具有均匀连续的噪声叫做白噪声，电阻的热噪声就是一种白噪声。1)热噪声电压和功率谱密度在单位频带内，电阻所产生的热噪声电压的均方值为噪声功率谱密度式中，k为玻耳兹曼常数，为1.38×10-23J/K；T为热力学温度，单位为K，

电阻热噪声等效电路2)线性电路中的热噪声①电阻热噪声通过两电阻串联②热噪声通过线路电路结论：对于线性网络产生的热噪声功率谱密度等效为网络的总等效电阻产生的热噪声功率谱密度。例：并联回路的热噪声

并联回路可以等效为Re+jXe（图（c））,现在看上述输出噪声谱密度与Re、Xe的关系。展开化简后得对比,可得结论：对于线性网络产生的热噪声功率谱密度等效为网络的总等效电阻产生的热噪声功率谱密度。输出端的均方噪声电压为例9

求如图所示网络输出至负载电阻RL上的噪声功率和额定噪声功率。题意分析：本题所涉及的网络为纯电阻网络，讨论噪声问题肯定是热噪声问题。从题意来看，是要求纯电阻网络的热噪声功率。热噪声功率与噪声均方电压或均方电流有关，计算十分简单。需要注意的是，均方噪声电压或电流是交流形式的均方值另外，ES为信号源而非噪声源。解：网络总的等效电阻为讨论：（1）对于纯电阻网络，各个电阻产生的热噪声大小等效为网络的总等效电阻产生的热噪声（包括均方噪声电压、电流或功率）。（2）纯电阻网络或电阻产生的最大噪声功率，即额定噪声功率为kTB。（3）对于线性网络产生的热噪声功率谱密度等效为网络的总等效电阻产生的热噪声功率谱密度，其均方噪声电压带宽由线性系统的带宽决定。网络输出的噪声功率为2二极管的噪声

晶体二极管工作状态可分为正偏和反偏两种。正偏使用时，主要是直流通过pn结时产生散粒噪声。反偏使用时，因反向饱和电流很小，故其产生的散粒噪声也小，如果达到反向击穿（如稳压管），又分两种情况：齐纳击穿二极管主要是散粒噪声，个别的有1/f噪声(闪烁噪声)。雪崩击穿二极管的噪声较大，除有散粒噪声，还有多态噪声，即其噪声电压在两个或两个以上不同电平上进行随机转换，不同电平可能相差若干个毫伏。这种多电平工作是由于结片内杂质缺陷和结宽的变化所引起。

硅二极管工作电压在4V以下是齐纳二极管，7V以上的是雪崩二极管，4V～7V之间两种二极管都有。为了低噪声使用，最好选用低压齐纳二极管。3晶体三极管的噪声

晶体三极管的噪声是设备内部固有噪声的另一个重要来源。一般说来，在一个放大电路中，晶体三极管的噪声往往比电阻热噪声强得多，在晶体三极管中，除了其中某些分布，如基极电阻rbb′会产生热噪声外，还有以下几种噪声来源。1).散弹（粒）噪声在晶体管的PN结中（包括二极管的PN结），每个载流子都是随机地通过PN结的（包括随机注入、随机复合）。大量载流子流过结时的平均值（单位时间内平均）决定了它的直流电流I0，因此真实的结电流是围绕I0起伏的。这种由于载流子随机起伏流动产生的噪声称为散弹噪声，或散粒噪声。

因为散弹噪声和电阻热噪声都是白噪声，前面关于热噪声通过线性系统的分析对散弹噪声也完全适用。这包括均方相加的原则，通过四端网络的计算以及等效噪声带宽等。

晶体管中有发射结和集电结，因为发射结工作于正偏，结电流大。而集电结工作于反偏，除了基极来的传输电流外，只有反向饱和电流（它也产生散弹噪声）。因此发射结的散弹噪声起主要作用，而集电结的噪声可以忽略。

晶体管中通过发射结的少数载流子，大部分由集电极收集，形成集电极电流，少数部分载流子被基极流入的多数载流子复合，产生基极电流。由于基极中载流子的复合也具有随机性，即单位时间内复合的载流子数目是起伏变化的。晶体管的电流放大系数α、β只是反映平均意义上的分配比。这种因分配比起伏变化而产生的集电极电流、基极电流起伏噪声，称为晶体管的分配噪声。

分配噪声本质上也是白噪声，但由于渡越时间的影响，响当三极管的工作频率高到一定值后，这类噪声的功率谱密度将随频率的增加而迅速增大。2).分配噪声3).闪烁噪声由于半导体材料及制造工艺水平造成表面清洁处理不好而引起的噪声称为闪烁噪声。它与半导体表面少数载流子的复合有关，表现为发射极电流的起伏，其电流噪声谱密度与频率近似成反比，又称1/f噪声。因此，它主要在低频（如几千赫兹以下）范围起主要作用。这种噪声也存在于其他电子器件中，某些实际电阻器就有这种噪声。晶体管在高频应用时，除非考虑它的调幅、调相作用，这种噪声的影响也可以忽略。4场效应管噪声在场效应管中，由于其工作原理不是靠少数载流子的运动，因而散弹噪声的影响很小。场效应管的噪声有以下几个方面的来源：沟道电阻产生的热噪声，沟道热噪声通过沟道和栅极电容的耦合作用在栅极上的感应噪声，闪烁噪声。

必须指出，前面讨论的晶体管中的噪声，在实际放大器中将同时起作用并参与放大。有关晶体管的噪声模型和晶体管放大器的噪声比较复杂，这里就不讨论了。

研究噪声的目的在于如何减少它对信号的影响。因此，离开信号谈噪声是无意义的。

从噪声对信号影响的效果看，不在于噪声电平绝对值的大小，而在于信号功率与噪声功率的相对值，即信噪比，记为S／N（信号功率与噪声功率比）。即便噪声电平绝对值很高，但只要信噪比达到一定要求，噪声影响就可以忽略。否则即便噪声绝对电平低，由于信号电平更低，即信噪比低于1，则信号仍然会淹没在噪声中而无法辨别。因此信噪比是描述信号抗噪声质量的一个物理量。1.4.3噪声系数计算方法1噪声系数的定义噪声系数可由下式表示

设Pi为信号源的输入信号功率，Pni为信号源内阻RS产生的噪声功率，Po和Pno分别为信号和信号源内阻在负载上所产生的输出功率和输出噪声功率,Pna表示线性电路内部附加噪声功率在输出端的输出。

描述放大器噪声系数的等效图要描述放大系统的固有噪声的大小，就要用噪声系数，其定义为已知噪声功率是与带宽B相联系的。噪声系数与输入信号大小无关。定义：Pni为信号源内阻Rs的最大输出功率，为kTB噪声系数的大小与四端网络输入端的匹配情况无关噪声系数的定义只适用于线性或准线性电路

信噪比与负载的关系

设信号源内阻为RS，信号源的电压为US（有效值），当它与负载电阻RL相接时，在负载电阻RL上的信噪比计算如下：信号源内阻噪声在RL上的功率

在负载两端的信噪比结论：信号源与任何负载相接本不影响其输入端信噪比，即无论负载为何值，其信噪比都不变，其值为负载开路时的信号电压平方与噪声电压均方值之比。在负载两端的信噪比信号源在RL上的功率用额定功率和额定功率增益表示的噪声系数放大器输入信号源电路如图所示。任何信号源加上负载后，其信噪比与负载大小无关，信噪比均为信号均方电压（或电流）与噪声均方电压（或电流）之比。放大器的噪声系数NF为Pasi和Pao分别为放大器的输入和输出额定信号功率，Pani和Pano分别为放大的输入和输出额定噪声功率，Gpa为放大器的额定功率增益。以额定功率表示的噪声系数2.噪声系数的计算

额定功率,又称资用功率或可用功率,是指信号源所能输出的最大功率,它是一个度量信号源容量大小的参数,是信号源的一个属性,它只取决于信号源本身的参数——内阻和电动势,与输入电阻和负载无关,如图所示。（a）电压源;（b）电流源放大器的噪声系数NF为

对于无源二端口网络，输出端匹配时，输出的额定噪声功率Pano=kTB,所以噪声系数:因为Pani=kTB,

抽头回路的噪声系数

将信号源电导等效到回路两端,为p2gS,等效到回路两端的信号源电流为pIS,输出端匹配时信号源的最大输出功率，即二端网络输出端最大功率为：

输入端信号源的最大输出功率,即二端网络最大输入功率为：

因此,网络的噪声系数为例10

求如图所示虚线所含网络噪声系数。方法一：额定功率增益法＋US－方法二：开路电压法（戴维南定理）＋Un－根据定义,级联后总的噪声系数为3.级联网络噪声系数

式中,Pno为总输出额定噪声功率,它由三部分组成:经两级放大的输入信号源内阻的热噪声;经第二级放大的第一级网络内部的附加噪声;第二级网络内部的附加噪声,即RLNN

按噪声系数的表达式,Pna1和Pna2可分别表示为

则将上式代入定义，得

多级放大器噪声系数的计算多级放大器噪声系数计算等效图多级放大器的总噪声系数计算公式为：NNNN

从上式可以看出,当网络的额定功率增益远大于1时,系统的总噪声系数主要取决于第一级的噪声系数。越是后面的网络,对噪声系数的影响就越小,这是因为越到后级信号的功率越大,后面网络内部噪声对信噪比的影响就不大了。因此,对第一级来说,不但希望噪声系数小,也希望增益大,以便减小后级噪声的影响。多级放大器的总噪声系数计算公式为：

例11下图是一接收机的前端电路,高频放大器和场效应管混频器的噪声系数和功率增益如图所示。试求前端电路的噪声系数(设本振产生的噪声忽略不计)。

解将图中的噪声系数和增益化为倍数,有因此,前端电路的噪声系数为4噪声温度

将线性电路的内部附加噪声折算到输入端,此附加噪声可以用提高信号源内阻上的温度来等效,这就是“噪声温度”。设等效到输入端的附加噪声为Pna/GPa,令增加的温度为Te,即噪声温度,可得

这样,多级放大器的等效噪声温度为：

晶体管放大器的噪声系数根据下图所示，共基极放大器噪声可得各噪声源在放大器输出端所产生的噪声电压均方值总和，然后根据噪声系数的定义，可得到放大器的噪声系数的计算公式共基极放大器噪声等效电路5噪声系数与灵敏度

噪声系数是用来衡量部件(如放大器)和系统(如接收机)噪声性能的。而噪声性能的好坏，又决定了输出端的信号噪声功率比(当信号一定时)。同时，当要求一定的输出信噪比时，它又决定了输入端必需的信号功率，也就是说决定放大或接收微弱信号的能力。对于接收机来说，接收微弱信号的能力，可以用一重要指标——灵敏度来衡量。所谓灵敏度就是保持接收机输出端信噪比一定时，接收机输入的最小电压或功率(设接收机有足够的增益)。例12某电视接收机，正常接受时所需的最小信噪比为20dB，电视接收机的带宽为6MHz，接收机的前端噪声系数为10，若信号源内阻为75Ω，问接收机前端输入的信号灵敏度应多大？解：一般接收机前端增益有10～20dB，所以前端的噪声系数为接收机噪声系数10。据噪声系数的定义，可得：在多级网络级连中，信号的通频带近似等于噪声带宽，则输入的额定噪声功率为：则，要求输入的信号功率为：而，功率匹配时：讨论：提高灵敏度的方法①降低接收机的噪声系数；②降低接收机前端设备的温度T灵敏度（用功率表示）也可表示为：

虽然线性电路(如晶体管放大器)有噪声模型，但是用计算方法决定噪声系数是有一定困难(如模型中的一些参数很难准确得到)的，因此常用测量的方法来确定一个电路和系统的噪声系数。随着频率范围、采用仪器或要求精度不同，有多种测量噪声系数的方法。1)用噪声信号源的测量方法下图是一测量系统的构成。噪声信号源待测放大器辅助放大器均方电压表6噪声系数的测量2)无噪声源的测量方法

当无合适的噪声信号源，而又要测量部件或系统的噪声系数时，可以采用间接的方法，与上图类似，将噪声信号源换成一高频信号源即可。测量的方法如下：设信号源的内阻为RS，并与系统匹配。首先，关断信号源（保留源电阻），在系统的输出端测出噪声功率值或电压均方根值。然后，加正弦信号，使输出电压远大于噪声电压值，测出中心频率的电压增益或功率增益，再改变信号源频率重复上述测量。

降低噪声系数的措施

根据上面所讨论的结果，有3种经常采用的减小噪声系数的措施。选用低噪声器件和元件正确选择晶体管放大级的直流工作点3.选择合适的信号源内阻本章小结1.电子设备的性能在很大程度上与干扰和噪声有关。在通信系统中，接收机的灵敏度与噪声有关，提高接收机的灵敏度有时比增加发射机的功率可能更为有效。因此研究各种干扰和噪声非常必要。

2.所谓干扰（或噪声），就是除有用信号以外的一切不需要的信号及各种电磁骚动的总称。干扰（或噪声）按其发生的地点分为由设备外部进来的外部干扰和由设备内部产生的干扰；按接收的根源分有自然干扰和人为干扰，按电特性分有脉冲型，正弦型和起伏型干扰等。2.1概述1、使用高频功率放大器的目的

放大高频大信号,使发射机末级获得足够大的发射功率。2、高频功率放大器使用中需要解决的两个问题①高效率输出②高功率输出高频功率放大器和低频功率放大器的共同特点都是输出功率大和高。联想对比：icebtooictVBZ3、谐振功率放大器与小信号谐振放大器的异同之处相同之处：它们放大的信号均为高频信号，而且放大器的负载均为谐振回路。不同之处：激励信号幅度大小不同；放大器工作点不同；晶体管动态范围不同。谐振功率放大器波形图小信号谐振放大器波形图icQebtooicticQebtooict小信号谐振放大器波形图icebtooictVBZ谐振功率放大器波形图4、谐振功率放大器与非谐振功率放大器的异同共同之处:都要求输出功率大和效率高。

功率放大器实质上是一个能量转换器，把电源供给的直流能量转化为交流能量，能量转换的能力即为功率放大器的效率。

谐振功率放大器通常用来放大窄带高频信号(信号的通带宽度只有其中心频率的1%或更小)，其工作状态通常选为丙类工作状态(

c＜90

)，为了不失真的放大信号，它的负载必须是谐振回路。

非谐振放大器可分为低频功率放大器和宽带高频功率放大器。低频功率放大器的负载为无调谐负载，工作在甲类或乙类工作状态；宽带高频功率放大器以宽带传输线为负载。三极管四种工作状态

根据正弦信号整个周期内三极管的导通情况划分乙类：导通角等于180°甲类：一个周期内均导通甲乙类：导通角大于180°丙类：导通角小于180°ICUCEOQiCtOICUCEOQiCtOICUCEOQiCtO晶体管的工作状态甲类工作状态晶体管在输入信号的整个周期都导通静态IC较大，波形好,管耗大效率低。乙类工作状态晶体管只在输入信号的半个周期内导通，静态IC=0，波形严重失真,管耗小效率高。甲乙类工作状态晶体管导通的时间大于半个周期，静态IC

0，一般功放常采用。射极输出器——甲类放大的实例简化电路带电流源详图的电路图特点：电压增益近似为1，电流增益很大，可获得较大的功率增益，输出电阻小，带负载能力强。

降低静态功耗，即减小静态电流。甲乙类双电源互补对称电路乙类互补对称电路存在的问题1.静态偏置2.动态工作情况R1RLuIT1T2+UCCCAuo++-+-R2D1D2

动态时，设ui

加入正弦信号。正半周T2截止，T1基极电位进一步提高，进入良好的导通状态。负半周T1截止，T2基极电位进一步降低，进入良好的导通状态。

静态时T1、T2

两管发射结电压分别为二极管D1、D2的正向导通压降，致使两管均处于微弱导通状态。功率放大器的主要技术指标是输出功率与效率。表2-1不同工作状态时放大器的特点

工作状态

半导通角

理想效率

负

载

应

用

甲类

qc=180°

50%

电阻

低频

乙类

qc=90°

78.5%

推挽，回路

低频，高频

甲乙类

90°＜qc＜180°

50%＜h＜78.5%

推挽

低频

丙类

qc＜90°

h＞78.5%

选频回路

高频

丁类

开关状态

90%~100%

选频回路

高频

工作状态

功率放大器一般分为甲类、乙类、甲乙类、丙类等工作方式，为了进一步提高工作效率还提出了丁类与戊类放大器。谐振功率放大器通常工作于丙类工作状态，属于非线性电路ECICEOuCEiCO••Q•••Q•截止区饱和区o180=q2.2高频功率放大器的工作原理+ub-RpCL+uCE-icECUBB(b)等效电路+uc1-UBBCECL+uS-+ub-(a)原理电路+ub-RpCL+uCE-ECUBB+uc1-ic2工作原理分析uBEic•-UBB•UBZubic•UbmgC+uBE_仿真vBEic•-UBB•-UBZvbic•VbmgCIcmax+ub-RpCL+uCE-ECUBB+uc1-ic+uBE_仿真icωtθcθcic1ic2ic3IcoIcmaxiC频谱(2)集电极输出电压LC回路阻抗Rp+ub-RpCL+uCE-ECUBB+uc1-ic+uBE_仿真icωtθcθcic1ic2ic3IcoIcmax+ub-RpCL+uCE-ECUBB+uc1-ic+uBE_仿真ubUBZUBBIcmaxuBEtibtictuCEuctECUcm1UbmuBEic•-UBB•UBZubUbmgCθcαoα1α3g11.02.0α23.高频功放的功率关系

当晶体管允许的耗散功率一定时，，功放管的集电极损耗功率。试计算：直流电源提供的功率例1

某高频谐振功率放大器工作于临界状态，输出功率,集电极电源=24V，集电极电流直流分量，电压利用系数及效率，临界负载电阻，可以求出集电极电源供给的直流功率以及输出题意分析：本题直接采用功放的电流、电压、能量关系即可。已知电源电压电流的直流分量，从而得到集电极损耗功率及效率，通过电压利用系数，可以计算出波形系数，进而利用输出电流的直流分量求出输出，再利用输出功率可以得到临界负载阻抗电流里的基波分量解：以及集电极损耗功率讨论：本题考察的是如何灵活应用功放的电流、电压、能量关系。本题的解题方法还有多种，如由电源电压以及电压利用系数，可以得到，再由输出功率可以得到临界负载阻抗以及输出电流。通过输出电流的直流分量，可以计算出波形系数利用电压利用系数计算出效率，从而得到集电极电源供给的直流功率输出电压中的基波分量80％VT1VT2T1LCRLECCC2.2.3D类和E类功率放大器简介

1.D类功率放大器的原理分析

D类功率放大器有电压开关型和电流开关型两种基本电路，电压开关型D类功率放大器是已推广应用的电路

uiub1ub2ic1ic2uLuAub1和ub2是由ui通过变压器T1产生的两个极性相反的输入激励电压

ui正半周时VT1管饱和导通，VT2管截止，电源EC对电容C充电，电容上的电压很快充至（EC-UCES1）值，A点对地的电压uA=（EC-UCES1）。

ui负半周时VT2管饱和导通，VT1管截止。VT2管的直流电源由电容C上充的电荷供给，uA=UCES2≈0

uA近似为矩形波电压，幅值为（EC-2UCES）。若L、C和RL串联谐振回路调谐在输入信号的角频率ω上，且回路的Q值足够高，则通过回路的电流ic1或ic2是角频率为ω的余弦波，RL上可得相对输入信号不失真的输出功率。VT1VT2T1LCRLECCCuiub2ic1ic2uLuAECic1ωtic2ωtuLωt

尽管每管饱和导通时的电流很大，但相应的管压降很小，这样，每管的管耗就很小，放大器的效率也就很高

UCESuAωtub1EC-2UCESVT1VT2T1LCRLECCC2.2.3D类和E类功率放大器简介

1.D类功率放大器的原理分析

D类功率放大器有电压开关型和电流开关型两种基本电路，电压开关型D类功率放大器是已推广应用的电路

uiub1ub2ic1ic2uLuAub1和ub2是由ui通过变压器T1产生的两个极性相反的输入激励电压

ui正半周时VT1管饱和导通，VT2管截止，电源EC对电容C充电，电容上的电压很快充至（EC-UCES1）值，A点对地的电压uA=（EC-UCES1）。

ui负半周时VT2管饱和导通，VT1管截止。VT2管的直流电源由电容C上充的电荷供给，uA=UCES2≈0

uA近似为矩形波电压，幅值为（EC-2UCES）。若L、C和RL串联谐振回路调谐在输入信号的角频率ω上，且回路的Q值足够高，则通过回路的电流ic1或ic2是角频率为ω的余弦波，RL上可得相对输入信号不失真的输出功率。ECUCESEC-2UCESuAωtic1ωtic2ωtuLωt

尽管每管饱和导通时的电流很大，但相应的管压降很小，这样，每管的管耗就很小，放大器的效率也就很高

2.输出功率及效率计算

uA为矩形方波，用傅里叶级数展开后可求得其基波分量的振幅为：

VT1管电流ic1(或VT2管电流ic2)的直流电流为：

ECEC-2UCESuAωtUCESic1ωtic2ωtuLωtUA1m≈ID电源供给的直流功率：PD=2EC

ID

放大器的输出功率Po为；效率η=Po／PD=100％

实际晶体管的饱和压降不可能为零，又考虑到管子结电容、电路分布电容的影响(使管压降波形uA有一定上升沿和下降沿)，从而使D类功放的效率小于100％，典型值大于90％。

2.输出功率及效率计算

uA为矩形方波，用傅里叶级数展开后可求得其基波分量的振幅为：

当串联Q值足够大，且谐振于f0

，则：

ECEC-2UCESuAωtUCESic1ωtic2ωtuLωtUA1m≈IC0电源供给的直流功率：放大器的输出功率Po为；

实际晶体管的饱和压降不可能为零，又考虑到管子结电容、电路分布电容的影响(使管压降波形uA有一定上升沿和下降沿)，从而使D类功放的效率小于100％，典型值大于90％。

ECEC-2UCESuAωtUCESic1ωtic2ωtuLωtIC0放大器的效率为；2.2.4丙类倍频器

仿真iC+uce--Ec+-uc2+iciC1iC2ic频谱0ICOICm1ICm2ICm3ICm4LC谐振特性iC1iC1iC1iC2iC2iC22.3高频功率放大器的动态分析1.动态特性方程2.动态特征曲线的画法3.高频功放的工作状态2.3.2高频功率放大器的负载特性

2.3.3高频功率放大器的调制特性

2.3.4高频功率放大器的放大特性

2.3.5高频功率放大器的调谐特性

2.3.6高频功放的高频效应

uBEicgCUBZ+ub-CLECUBB+uc1-icRp+uCE-+uBE_2.3.1高频功率放大器的动态特性

uCEicUo•A•BOEC•QUcmuceminubemax(4)连接ABD即得动态特性曲线

D2.3.2高频功率放大器的负载特性

uceicUo•gduBEic•-UBB•UBZubicgCUbm•ubemaxicmaxuCEicEC•QuceminUcesgd•ubemax•••uceminubemaxgcr•EC•QUcesUcm1•uBEic•-UBB•UBZubicgCUbm•ubemaxicmaxuceicEC•QuceminUcesgd•ubemax•••uceminubemaxgcr•uCEicgcrIcmaxubemaxEC•QUcesUcm•uBEic•-UBB•UBZubicgCUbm•ubemaxicmaxuceicEC•QuceminUcesgd•ubemax•••uceminubemaxgcr•uCEicgcrIcmaxubemaxEC•QUcesUcm•uCEicgcrIcmaxubemaxicuCEPoRp欠压区过压区临界区Rp欠压区过压区临界区Ic1IcoPDPcubemaxUcm12.3.3高频功率放大器的调制特性

uceicubemax•QEC••QEC•QEC••••icEC欠压区过压区临界区EC欠压区过压区临界区Icm1IcoPDPOPC

进入过压状态后，随着UBB向正值方向增大，集电极脉冲电流的宽度增加，幅度几乎不变，但凹陷加深，结果使Ico、Icml和相应的Ucm增大得十分缓慢

UcmIcoIcml临界UBB过压欠压O-UBB2uBEicuBEmax1uBEmax2-UBB3ub-UBB1uBEmax3UBZict饱和区放大区截止区

当Ubm固定，UBB自负值向正值方向增大时，集电极脉冲电流ic的导通角θc增大，从而集电极脉冲电流ic的幅度和宽度均增大，状态由欠压区进入过压区。

2.3.4高频功率放大器的放大特性uBEicuBEmax1uBEmax2ub-UBBuBEmax3UBZict饱和区放大区截止区UcmIcmlIcoUbm过压临界欠压OOωticOωticUbm增大OωticωtOictUbm线性功率放大器tUcmUbmUcm振幅限幅器UcmtUbmUcm

固定UBB、增大Ubm和固定Ubm、增大UBB的情况类似，它们都使基极输入电压uBEmax随之增大，对应的集电极脉冲电流ic的幅度和宽度均增大，放大器的工作状态由欠压进入过压。

当谐振功率放大器作为线性功率放大器，为了使输出信号振幅Ucm反映输入信号振幅Ubm的变化，放大器必须在Ubm变化范围内工作在欠压状态。

当谐振功率放大器用作振幅限幅器时，放大器必须在Ubm变化的范围内工作在过压状态。仿真2.3.5高频功率放大器的调谐特性

实际回路在调谐过程中，其负载是一阻抗Zp，当改变回路的元件数值，如改变回路的电容C时，功放的外部电流Ico、Icml和相应的Ucm等随C的变化特性称为调谐特性。

设谐振时功放工作在弱过压状态，当回路失谐后，由于阻抗Zp的模值减小，根据负载特性可知，功放的工作状态将向临界及欠压状态变化，此时Ico和Icml要增大，而Ucm将下降。

应该指出，回路失谐时直流输入功率PD=IcoEC随Ico的增加而增加，而输出功率Po=UcmIcmlcosφ将主要因cosφ因子而下降，因此失谐后集电极功耗PC将迅速增加。这表明高频功放必须经常保持在谐振状态。

UcmIcmlIco2.3.6高频功放的高频效应

ubet-UBBUBZ休息2休息1ucef1f2f2>f1例2

某高频谐振功率放大器工作于临界状态，输出功率为15W,且Ec=24V，导通角。功放管参数:

。试问：（1）直流电源提供的功率，功放管的集电极损耗功率及效率，临界负载电阻为多少？（2）若输入信号振幅增加一倍，功放的工作状态如何改变？此时的输出功率大约为多少？（3）若负载电阻增加一倍，功放的工作状态如何改变？（4）若回路失谐，会有何危险？如何指示调谐？题意分析：在已知输出功率P1、电源电压EC、临界饱和线斜率Sc及集电极电流导通角的情况下，只要计算出电压利用系数，其它参数就很容易求出；输入信号振幅变化、负载电阻变化，将影响功放的工作状态，利用功放的振幅特性及负载特性判断即可；由于谐振时功放工作在临界状态，此时利用输出电压指示调谐最合适。解：（1）根据临界状态电压利用系数计算公式有所以（2）若输入信号振幅增加一倍，根据功放的振幅特性，放大器将工作到过压状态，此时输出功率基本不变。（3）若负载电阻增加一倍，根据功放的负载特性，放大器将工作到过压状态，此时输出功率约为原来一半。

（4）若回路失谐，功率放大器将工作到欠压状态，此时集电极损耗将增加，有可能烧坏晶体三极管。用指示调谐最明显，最大即谐振。例一谐振功放，原来工作在临界状态，后来发现该功放的输出功率下降，效率反而提高，但电源电压EC、输出电压振幅Uc及Ubemax不变，问这是什么原因造成的，此时功放工作在什么状态？题意分析：本题是考察灵活运用功放的外部特性的能力。由电源电压EC、输出电压振幅Uc及Ubemax不变，可知icmax还是在临界饱和线上，工作状态不变。又由于电源电压EC、输出电压振幅Uc不变，即电压利用系数不变，根据影响效率的因素，可知是波形系数提高了，即是减小，本题就归结为影响的因素了。解：由于EC、Uc及ubemax不变，即ucemin

、u