超高频表面动力学参数雷达的设计和实验

超高频表面动力学参数雷达的设计和实验SichaoWang,BiyangWen,CaijunWang,ZhishengYan,KeLi,andJingYang摘要：这篇文章提出一种新的超高频系统叫做超高频表面动力学参数雷达。硬件是基于表面电流雷达（SCR）的全数字接收机平台系统，与传统的中频（IF）接收器相比，它实现了直接无线电频率（RF）带通采样和放大的回波信号的正交解调。闭环测试和现场测试证明了本设计的正确性。关键字：全数字接收器，带通采样，正交解调，表面电流，超高频雷达。一、介绍在过去的20年里，超高频（UHF）雷达遥感已成为一种流行的非接触式测量表面电流的方法。2005年由武汉大学发明的表面电流雷达（SCR）系统已经在唐盛河试验中取得了成功。超高频表面动力学参数的雷达（USDPR）系统升级了从超外差到直接采样结构的SCR接收机。这个前景很好的结构已经在无线电合成望远镜接收器被研究，接收器支持蜂窝和无线标准，超宽带（UWB）接收器也在最近被提到［2］⑷。如图1显示，超高频表面动力学参数的雷达（USDPR）系统由天线、发射机、接收器、电源和计算机组成。与SCR相比，USDPR接收器实现了直接射频（RF）采样，它提供了两个主要的优势：1）不受模拟混合器映像问题和局部振荡器调和波的问题，2）拥有更少的幅度一致性误差和同相正交（I/Q）信号的相位正交性误差。与其他直接射频采样接收器相比，USDPR系统实现了坐标旋转数字计算机（CORDIC）线性调频回波信号解调算法，而不是传统的“频率合成倍增”的方法，它提供了两个主要的优点：1）节约大量的四分之一波长正弦/余弦查表和多点复数乘法器的开销，2）产生更少的由相位和频率合成过程中幅度量化引起的频谱刺⑸⑹。图1.UHF雷达系统结构图二、波形参数设计

USDDR系统利用调频中断连续波（FMICW）来实现mono静态几何［7］。扫描带宽为15.36MHz，扫描间隔是0.1024s，所以扫描速度为1.5xlO8Hz/s，分辨率为9.77m。经过正交解调，基带信号是只有正频率分量的解析信号，负的频率分量被消除。设计规定近岸检测最大距离为2.5公里，所以最大的基带频率偏移量为2.5kHz。在我们的系统中，基带采样频率为80kHz，间断脉冲重复频率（PRF）是10kHz，两个都比偏移量大，因此不会造成距离混叠。此外，该中断脉冲占空比是46%。基于340MHz的中心频率，布拉格共振频率是1.88Hz。在本设计中，帧周期为0.1028s，这是0.1024s扫描间隔和0.4ms转移时间的总和。因此，多普勒带宽为9.73Hz，大于两倍的布拉格频率。每个相干积分包含1024个帧周期，使得多普勒分辨率为0.0095Hz和速度分辨率为0.42cm/s，根据波形参数设计上面所说的，USDPR系统可以测量的电流的最大速度为1.32m/s。三、所有模块的实现A、模拟板如图2所示，天线信号在模拟板上由低噪声放大器放大，由窄带宽滤波器过滤。在每个脉冲重复间隔（PRI，100us），数字板发送减轻地面波（BGW）脉冲46.8-00s给模拟板，使回波进入模拟板。模拟板达到36dB的增益，122dBm的灵敏度，76dB的无杂散动态范围（SFDR）,60dB的隔离效果和小于3dB的平整度。BGWFncrrithedigilslboardSwitchFilterAmplifiorHinwgHfess12dBl和辆dBFraqutmcy:33fl口350MHeAUeflualiftiliBGWFncrrithedigilslboardSwitchFilterAmplifiorHinwgHfess12dBl和辆dBFraqutmcy:33fl口350MHeAUeflualiftili；2.4Fiame尊：<1dBAmiplrfior FitterGain-:24AdBNO扇Figurt;2.7dBOlPS：FPEuency:330〜350MHz.Atlgrlualion；2.4dB<1dBFitterGan；21dBhkiis*F»9ur6:2.7dBOIP3-32dBfliFrequoncy:330-350闾樹3liM;2AdB<1OB图2模拟板结构图B、频率合成板如图3所示，在频率合成版上有一个80MHz具有超低相位噪声的晶体振荡器。经过一个时钟缓冲器驱动，时钟源送到锁相环（PLL）。锁相环输出的两个信号具有相同的初始相位来保证系统的一致性。其中一个频率为81.92MHz的提供给数字板，而频率为983.04MHz的提供给直接数字频率合成器（DDS）芯片作为参考时钟。数字板为了产生所需的FMICW信号把配置参数发给DDS芯片。后端的模拟电路由变压器，滤波器，开关，放大器组成，然后0dBm的信号发送到发射机。频率合成板动态范围达到52dB,平整度小于1dB。

图3频率合成板结构图C、电子板如图4所示，数字板的时钟缓冲器接收频率合成板的81.92MHz的时钟信号,并且将七个具有相同的频率和相位的81.92MHz的时钟分配给六通道A/D转换器（ADC）和一个现场可编程门阵列（FPGA）AD9265是来自ADI公司的，（ADI）既配备了宽的模拟带宽，也配备了高分辨率实现放大回波信号的高速数据采集。在ADC前端电路的设计，使用变压器降低了噪声，同时提供一个良好的超高频输入耦合机制。FPGA采用CORDIC解调算法来混合输入回波，除去它的载波频率和斜率的斜坡。此外，FPGA采用去除法和滤波。处理后的数据通过通用串行总线（USB）被高速转移到计算机。同时，在每个优先级，数字板发出0-6s的传输脉冲（TP）给发射机，否则发射机关闭。数字板达到86dBm的量化水平和超过10Mb/s的传输速度。图4数字板结构图D、发射机和天线USDPR系统的发射机不需要高功率，只需要1W。天线包括一个发射天线和六个接收天线，USDPR系统使用七个八木天线。发射器和天线的规格如表1所示。Specitlcationsfk)rTransmitter Specificationstl>rAntennaFrequency330-350MHzFrequency330-350MHzGain>30dBGainH2dBiFlatness<2dBPlainer<2dBOutputPower30±ldBmImpedance50nInputPower0±3dBmPolarizationVerticalMethodNoiseFigure7.5JBVSWR<2OIP3>45dBmVSWR<2表1发射器和天线的规格E、 在FPGA实现的信号处理器在FPGA系统中，正交解调是通过旋转模式CORDIC实现的。CORDIC算法的两种数据输入配置为采样数据流和零，而相位输入是通过频率累加器和相位累加器实现的。在每个时钟周期，频率累加器将本身的值与三角放射性（DFTW）相加，初始值是放射性（FTW）的相位累加器将本身的值和不断增加的值相加存储在频率累加器中。DFTW和FTW这样确定是为了让步进率和低斜坡限制和采样版本的发送信号完全相同。级联积分梳状（CIC）滤波器实现窄带低通滤波器的具有高采样率的I，Q信号。窗口模块将预先存储的只读存储器（ROM）和与CIC的数据输出系数相乘。频率计算模块从窗口接收到数据后，执行快速傅立叶变换（FFT）实现最大化的信噪比（SNR）。由于每个频点代表9.77m,计算低的1024个点对回波信息提取已经足够了。F、 在计算机上的信号处理频谱范围是通过快速傅里叶变换在单个帧内算出来的，在这个范围内值域主要用来与多普勒的值相比较。一定单元区间内的多普勒频谱是通过韦尔奇的平均改进周期图法得到的，在这个单元区间内的相干帧是基于快速傅里叶变换的结果,由于从帧到帧的振幅变化不大，唯一的变化是相位因子，其中包含目标的速率信息[8][9。四、闭环测试和现场测试结果A、闭环测试在闭环测试中，回波信号可以通过在一定时间段内延迟发送信号来模拟。在ADC采样和FPGA解调后，快速傅里叶变换的结果会被发送到计算机上，图5显示了模拟回波出现在192的单元区间内，这与在FPGA上时间延迟配置完全一致。B、现场测试为了评估USDPR系统的性能，中国在2012八月在东边海域浙江舟山做了一个实验。将八木天线放置在距离岸边约30m、距离海面3m的地方，直接探索海洋。发射机的操作小于1W功率。图6显示了1通道的第58个单元区间的多普勒频谱。在布拉格频率上有一个负峰值，信噪比约为40dB。它是由布拉格波从雷达发散出来的一阶散射产生的。而正峰值不明显，对此的解释是：波浪已被风吹离雷达，波浪反向散射的能量向雷达移动相对较小。此外，在布拉格附近有小峰，这可能是由双散射两海浪引起的二阶散射效应。五、结论基于我们的实验，用来测量海洋表面电流的信噪比超过10dB是必需的，在USDPR系统中，替代了功率为5W的发射机和13dBi的增益天线，功率为1W的发射机和11.2dBi的增益天线可以实现15—45dB的信噪比探测最大距离1km[1]。而且，USDPR系统实现了直接采样和CORDIC解调。在SCR系统里的模拟混频器和局部振荡器因此被消除了，从而提高了接收器的动态范围（从60dB到96dB）和灵敏度（从107dB到122dB）。同事，FPGA的数字解调更加精确，可重复性更好。权衡对A/D采样的要求不断增加，比如更高的采样和更好的分辨率。此外，USDPR系统采用FMICW，它不同于SCR系统中的FMCW,而是采用在每个PRI内交替认定TP和BGW信号来实现的，不需要在发射天线和接受天线之间设置电线网，或者将他们分开超过40米。总之，创新的接收器结构、CORDIC恰当用于回波解调，以及波形参数改进的设计在闭环测试和现场测试中都被证明是成功的。感谢语作者们想要特别感谢在实验室工作的Y.W.Tian,J.Tan,D.P.Jiang,andS.C.Wu。参考文献Z.G.Maetal.,“UHFsurfacecurrentsradarhardwaresystemdesign,”IEEEMicrow.WirelessCompon.Lett,vol.15,no.12,pp.904-906,Dec.2005.D.NavaratneandL.Belostotski,“WidebandCMOSamplificationstageforadirect-samplingsquarekilometrearrayreceiver,”IEEETrans.Microw.TheoryTech.,vol.60,no.10,pp.3179-3188,Oct.2012.R.Nandaetal.,“Alow-powerdigitalfront-enddirect-samplingreceiverforflexibleradios,”inProc.IEEEAsianSolidStateCircuitsConf.(A-SSCC),Nov.2011,pp.377-380.C.M.Kelleretal.,“Ultra-widebanddirectsamplingreceiver,”inProc.IEEEInt.Conf.Ultra-Wideband(ICUWB'07,)Sep.2007,pp.387-392.J.Volder,“TheCORDICtrigonometriccomputingtechnique,”IRETrans.Electron.Comp.,vol.EC-8,pp.330-334,Sep.1959.Z.S.Yanetal.,“DesignandFPGAimplementationofdigitalpulsecompressionforchirpradarbasedonCORDIC,”IEICEElectron.Express,vol.6,no.11,pp.780-786,Jun.2009.[7]D.E.Barrick,“GatedFMCWDFRadarandSignalProcessingforRange/Doppler/AngleDetermination,”U.S.Patent5361072,Nov.1,1994,etal..D.E.Barrick,FM/CWRadarSignalsandDigitalProcessingNOAAEnvironmentalResearchL