调频及解调电路的设计与调试

275P6调频及解调电路的设计与调试学习目标学习目标能正确测量各类调频器的根本特性，能正确记录测量结果并对结果作准确描述；能正确测量各类鉴频器的根本特性，能正确记录测量结果并对结果作准确描述；能依据设计要求设计调频放射机，并能进展整机装配与联调；能依据设计要求设计调频接收机，并能进展整机装配与联调；能对电路中的故障现象进展分析推断并加以解决；了解调频放射机的电路构造、工作原理和电路中元器件的作用；理解调频放射机的性能指标及其物理意义；了解调频接收机的电路构造、工作原理和电路中元器件的作用；理解调频接收机的性能指标及其物理意义；工作任务调频器根本特性的测试；鉴频器根本特性的测试；调频放射机的设计、调试与整机装配；调频接收机的设计、调试与整机装配；撰写测试与设计报告；调相，统称相位调制。在调频或调相制中，载波的瞬时频率或瞬时相位受调制信号的掌握，作周期性的变化，的振幅则保持不变，不受调制信号的影响。100MHz500Hz的调制信号调频。假设调制信号强度为100MHz10000Hz(0.01MHz)，因而所得的调99.99MHz100.01MHz500次。假设调制信号的频1000Hz，强度不变，则调频波的频率变化仍是自99.99MHzl00.0lMHz，但变化100099.98MHz100.02MHz。由此可知，在调频波中，调制信号的振幅由载波频率的移动范围所示出，而调制信号的频率则由载波频率的移动速率所示出。率”二字。但无论是调频或调相，都会使载波的相角变化，因此二者可统称为角度调制，或简称为调角(anglemodulation)。信及遥测等；调相主要应用于数字通信系统中的移相键控。然跟着变动；反之，当相位的变化速率有所变动时，频率也必定随着变动。因此，调频波和调相波的根本性质有很多一样的地方。但调相制的缺点较多〔详见后文，因此，在模拟系统中一般都是用调频，或者先产生调相波，然后将调相波转变为调频波。调频波的指标主要有以下几个：频谱宽度调频波的频谱从理论上来说，是无限宽的(详见后文)，但实际上，假设略调频与窄带调频两大类，调频播送多用宽带凋频，通信多用窄带调频。寄生调幅如上所述，调频波应当是等幅波，但实际上在调频过程中，往往引起不期望的振幅调制，这称为寄生调幅，明显，寄生调幅应当越小越好。抗干扰力量与调幅制相比，宽带调频的抗干扰力量要强得多。但在信号较弱时，则宜于承受窄带调频。由于调频和调相有着亲热的关系，所以本工程着重争论调频而只略述调相。P6M1 调频器根本特性的测试学习目标能正确测量各类调频器的根本特性；能正确记录测量结果并能对结果作准确描述。理解频率调制的原理。理解调频器的性能指标及其物理意义。了解各类调频电路的构造、工作原理和电路中的元器件作用。工作任务调频器根本特性的测试。读一读调角波的性质调角时，高额振荡的频率或相位是变化的。为此，首先需要建立瞬时频率和瞬时相位的概念。瞬时频率与瞬时相位〔b〕瞬时频率连续变化规律图6.1 频率连续变化的简谐振荡所谓频率，就是简谐振荡每秒钟重复的次数。观看6.1(a)0<t<T和-T<t<0〔b〕瞬时频率连续变化规律图6.1 频率连续变化的简谐振荡

6.29单失谐回路斜6.2所示。图中，设矢量长度为Vm

，围绕原点O反时钟方向旋转，角速度为 。t=0时，矢量与实轴之间的夹角即初相角为；时t时，该夹角为

0。矢量在实轴上的投影为vtVm

〔6.1.1〕这是一个简谐振荡，其瞬时相角t等于矢量在0t时间内转过的角度与初始相角0tttdt

之和，即

〔6.1.2〕0 0式中，积分ttt是矢量从0到t时间间隔内0所转过的角度。将上式边微分得 图6.2简谐振荡的矢量表示t

dtdt

〔6.1.3〕上式说明，瞬时频率(即旋转矢量的瞬时角速度)t等于瞬时相位对时间的变化率。式〔6.1.2〕和式〔6.1.3〕是角度调制中的两个根本关系式。调频波和调相波的数学表示式设调制信号为v t，载波振荡(电压或电流)为

Acost

〔6.1.4〕 依据定义，调频时载波的瞬时频率t随v t 成线性变化，即t

kv

〔6.1.5〕式中，

0k

vf

是瞬时频率相对于

的偏移，叫做瞬时t0 f 0t频率偏移，简称频率偏移或频移。频移以 ttkv f

表示，即〔6.1.6〕 t

的最大值叫做最大频移，以表示，即kf

v

max

〔6.1.7〕kf

是比例常数。它表示单位调制信号所引起的频移，单位是rad/s·V。习惯上把最大频移称为频偏frequencydeviatio。依据关系式〔6.1.2〕可以求出调频波的瞬时相位为ttkv tt0 0 f上式中设积分常数0

0。

tk0 f

tv 〔6.1.8〕0 将式6.1.〕代入式6.1.，得atA

cos

tk

tv

tdt〔6.1.9〕t这就是由vt

0 t调制的调频波的数学表达式。

f 0 假设用v

〔6.1.4〕

t应随v

线性地变化，即

ttkv0 p

〔6.1.10〕式中，

t表示未调制时载波振荡的相位；kv0 p

t表示瞬时相位中与调制信号成正比相移以t 表示，即

tkvp

〔6.1.11〕m的最大值叫做最大相移，或称调制指数。调相波的调制指数以

表示，即pm kp p

v t

max

〔6.1.12〕式中kp

是比例常数。它表示单位调制信号所引起的相移的大小，单位是rad/V。将式6.1.1〕代入式6.1.，得到调相波的数学表示式为atA0

cos

tkv0 p

〔6.1.13〕依据式6.1.，可以求出调相波的瞬时频率为t

dtdtdv

k 0 p dt

〔6.1.14〕上式右边其次项表示调相波的频移，以 t表示，即p dv

t tp

k p dt

〔6.1.15〕同样，对于调频波，式〔6.1.8〕右边其次项则表示调频波的相移，以f

tktv

〔6.1.16〕

f f 0 t 的最大值即调频波的调制指数，以mf

表示。6.1中。从该表可以看出：无论是调频还是调相，瞬时频率和瞬时相位的变化与调制信号的积分成线性关系瞬时频率变化与调制信号的微分成线性关系。vvtAcos00调频 波调相 波tk v tdt数学表示式Acos0t0f0 Acostkv t00pdv瞬时频率0kvfk0 p瞬时相位tktv tkvdt0f00p最大频移最大频移kfv tkdvtmaxpdtmax最大相移kftvtdtkpvt0maxmax6.3示出调频波与调相波的区分6.1所示的诸式，率变化反映调制信号的波形，相位变化为它的积分．成为三角波形；在调相时．相位变化反冲调制信号〔a〕调频 〔b〕调相假设调制信号为v

tV

6.3调频与调相的比较cost，未调制时的载波频率为

0，则依据式〔6.1.9〕可写出调频波的数学表示式为

atAf

cos

kVt f 0

sintAco0

tm0 f

sint 〔6.1.1〕依据式〔6.1.10〕可写出调相波的数学示式为 atAcostkV costp 0 0 p Acos0

tm0

cost 〔6.1.1〕fp表示调相。以下同。从以上二式可知，调频波的调制指数为kVm f

〔6.1.19〕f 调相波的调制指数为m kV

〔6.1.20〕p p将式6.1.〕应用于式6.1.1，可求出调频波的最大频移为 kV

〔6.1.21〕f f 将式6.1.〕应用于式6.1.1，可求出调相波的最大频移为 kVp p

〔6.1.22〕由此可知，调频波的最大频移f

与调制频率mf

则与成反比；调相波的最大频移p

与成正比，最大相移mp

则与无关。这是两种调制的根本区分。正是由于这一根本区分，调频波的频谱宽度对于不同的几乎维持恒定，调相波的频谱宽度则随的不同而有猛烈变化。比照上列四式还可以看出：无论调频还是调相，最大频移与调制指数之间的关系都是m与m之间满足以下关系：m 〔6.1.23〕或 fmF 〔6.1.24〕式中 f， F2 2综上所述，调频波中存在着三个有关频率的概念：第一个是未调制时的中心载波频率f；其次个是最大频移f，它表示调制信号变化时，瞬时频率偏离中心频率的最大值；第0三个是调制信号频率Ff0ff0f之间每秒钟来回摇摆的次数。F也表示瞬时相位在自己的最大值和最小值之间每秒钟来回摇摆的次数。调频波和调相波的频谱和频带宽度适用。现在来求式〔6.1.17〕所表示的调频信号的频谱。A1。将式〔6.1.17〕开放，得atf式中

0

cos

tcosm0 f

sin

tsinm0 f

sint

〔6.1.25〕cosmf和

sintJm0 f

2J m2n n1

cos2nt 〔6.1.26〕sinmf

sint

J m2n1

sin2n1t 〔6.1.27〕 n0这里n均取正整数。J

m 是以m为参数的n阶第一类贝塞尔函数(Besselfunctionofn f f

J firstkind)，其数值均有表或曲线可查。图6.4中画出了 mn f

随m变化的关系曲线。f6.4贝塞尔函数曲线将式6.1.2〕和式6.1.2〕代人式6.1.2，得atJmcos

t 载频f 0f

J m

cos

m cos

t 第一对边频1f 0

1 f 0 J m cos2f 0

2tJ m cos2 2f 0

t 其次对边频J m3 f

cos

0

tJ m3 f

cos

0

t 第三对边频+„ (6.1.28)从上式看出，由简谐信号调制的调频波，其频谱具有以下特点：载频重量上、下各有很多个边频重量，它们与载频重量相隔都是调制频率的整数倍。量相位相反。6.4mf

(图6.5也说明白这一点)ma无关。从图6.4所示曲线还可以看出，对于某些值，载频或某边频振幅为零。利用这一现象可以测定调制指数m。f依据式(6.1.28)，可以计算调频波的功率为PJ2m2J2mJ2mJ2m

(6.1.29)f 0 f 1 f 2 f m f依据贝塞尔函数的性质，式(6.1.29)1，因此调频前后平均功率没有发生变化。但在调幅的状况下，调幅波的平均功 m2率为1 a

m2，相对于调幅前的载波功率增加了 a

。而在调频时， 2 2则只导致能量从载频同边频重量转移，总能量则未变。虽然调频波的边频重量有很多多个，但是对于任一给定的m值，f高到肯定次数的边频重量其振幅已经小到可以无视，以致滤除这些边频重量对调频波形不会产生显著的影响。因此调频信号的频带宽度实际上可以认为是有限的。通常规定：但凡振幅小于未调制载波振幅的1％ 图6.5简谐信号调频时调频波的频谱图〔F保持不变〕(10％，依据不同要求而定)的边频重量均可无视不计，保存下来的频谱重量就确定了调频波的频带宽度。假设将小于未调制载波振幅10％的边频重量略去不计，则频谱宽度BW可由以下近似公式求出：BW2mf

1F (6.1.29)kV f由于 m f f F

BW2fF (6.1.30)依据f的不同，调频制可分为宽带与窄带两种。fF，亦即mf

1，因此BW2f (6.1.31)亦即宽带调频的频谱宽度约等于频率偏移f的两倍。调频播送中规定f75Hz。mf

1，因此

BW2F (6.1.32)亦即，窄带调顿的频谱宽度约等于调制频率的两倍。从以上的争论知道，调频波和调相波的频谱构造以及频带宽度与调制指数有亲热的关系。总的规律是：调制指数越大，应当考虑的边频重量的数目就越多，无论对于调频还是mfF成反比．而调相波的调制指数mp

F无关。因此，它们的频谱构造、频带宽度与调制频率之间的关系就互不一样。对于调频制来说，由于mf

随F的下降而增大，应当考虑的边频重量增多，但同时由于带重量密集这两种变化对于频带宽度的影响恰好是相反的，所以总的效果是使频带略微变窄。因此有时把调频叫做恒定带宽调制。6.1.1利用近似公式(6.1.30)计算以下三种状况下调频波的频带宽度：f=75kHz，Fmf=75kHz，Fmf=75kHz，Fm解

=0.1kHz(Fm=1kHz=10kHz

为最高调制频率)(1)BW=2(75+0.1)≈50kHz(2)BW=2(75+1)=152kHz(3)BW=2(75+10)=70kHz从上例可以看出，尽管调制频率变化了100倍，但频带宽度变化却格外小。对于调相制来说，状况即大不一样。此时调制指数mp

与无关，它是恒定的，因而应其频带的利用是不经济的，这正是模拟通信系统中调频制要比调相制应用得广泛的主要原因。6.66.7分别说明白调频波和调相波的频谱与调制频率之间的关系。当调制频率1000Hz4000Hz6.6看出，调频波频带宽度几乎小变；而从图6.7看出，调相波频带宽度近似地按比例增加。带宽度都同样地增大。对于调幅制来说，设调制信号包含、1 2

、等频率，则所产生的调幅波包含3

、1 、0 2

、3 1

、等频3率单独调幅后叠加而成。这时调幅波的频谱构造与基带信号(调制信号)频谱构造完全一样，只是在频率轴上搬移了一个位置，这就是线性调制。但是，对于调频或调相制来说，同时用几个频率调制所产生的结果却不能看作是每一个调制频率单独调制所得频率重量的线性叠为了说明这一问题，现在争论只有两个调制频率与

的最简洁情形。即令u 1m

costU1

1 2cost2m 2

(6.1.33)t 0

kUf

costk1

Uf

cost2costcos

t (6.1.34)由式〔6.1.8〕得

0 1 1 2 2ttcostcos

0 0 1 1 2 2 to

1sint 11

2sin2t2tmsintmsin

t (6.1.35)o 1 1 2 2图6.6 调频波的频谱 因此，调方程式 at AcostmsintmsintAcostcositcosit 0 Acostcositcosit0 0 1 1 2 2sinmsitsinmsitsi si sicostmtm1 1 2 2tmtm

sitcos0si1si1 si2 2m t m t1 1 2 2

(6.1.36)将式〔6.1.26〕与式〔6.1.27〕代入式(6.1.36)A1，则得

mcost 00 1 2 mJ m J mm

cos

tmJm

1J0

2

JmJm1JmJm

0 1 tJt

1J0

2co0

cosm m cos2 1 0 2 0 11 2

0

cos0

2

J2

2J0

1

m m2 2 0 1 0 2tmtm

JmJmcos1112JmJmcos

0 1 2JmJmcost1112 0 JmJmcost1122 0 1 2J m J m1 1 2 2

cos

2 t0 1 2

J2

11

2n

2 2 m J m2 1 1 2

0 2 1

J2

1J3

2sin02

m m2 1 3 2

0 1 2观看式(6.1.37)可知，当同时以两个频率

(6.1.37)与

m1 2载频

，其振幅与

成正比；0 0 1

2 边频 n ，其振幅与J

m J

成正比；1

n102边频

，其振幅与J m J

成正比；0 2 0 1

附加边频(组合频率)0p为任意整数。

p1

其振幅与J m J mn 1 p

n、由此可见的频谱构造除了包含单音调制时的边频重量外，还产生了组合频率重量0

np1

等项，使频谱构造大为简单。初看起来，似乎整个频带宽度要制频率作单音调制时的频谱宽度公式(6.1.30)来估算。调频的方法产生调频信号的电路叫做调频器。对它有四个主要要求：(1)已调波的瞬时频率与调制信号成比例地变化。这是根本要求。(2)未调制时的载波频率，即已调波的中心频率具有肯定的稳定度(视应用场合不同而有不同的要求)(3)(4)无寄生调幅或寄生调幅尽可能小。波。即由调相变调频——间接调频。直接调频直接调频原理振荡瞬时频率按调制信号变化规律线性地转变，都可以完成直接调频的任务。LC打算。因此，只要能用调制信号去掌握回路的电感或电容，就能到达掌握振荡频率的目的。变容二极管或反向偏置的半导体PN个线圈中的电流转变时，它所产生的磁场随之转变，引起磁芯的磁导率转变(当工作在磁饱和状态时)，因而使主线圈的电感量转变，于是振荡频率随之产生变化。变容二极管调频变容二极管调频的主要优点是能够获得较大的频移(相对于间接调频而言)，线路简洁，率微调系统中。一、根本原理变容二极管是利用半导体PN结的结电容随反向电压变化这一特性而制成的一种半导体二极管。它是一种电压掌握可变电抗元件，其结电容C

与反向电压uj

存在如下关系：CC j0 C

(6.1.38)j u 1URDC

是未施加反向偏置时的结电容，Uj0

uD

是所施加的反向偏置6.8(a)表示变容管结电容随反向电压变化的关系曲线。加到变容管上的反向电压，包括直流偏压U0

和调制信号电压u

cost6.8(b)所示，即u t UR

U cost (6.1.39) 此处假定调制信号为单音频简谐信号。结电容在u R6.8(c)所示。

的掌握下随时间发生变化，如图6.8用调制信号掌握变容二极管结电容6.9所示，则振荡化近似地与调制信号成线性关系。这样就实现了调频。在图6.9中，虚线左边是典型的正弦波振荡器，右边是变容管电路。图6.9 变容二极管调频电路加到变容管上的反向偏压为

u UR CC

Uu

U u 0

(6.1.40)式中，U0

U U是反向直流偏压。CC6.9中，CLC回路之间的耦合电容，同时起到隔直流的作用；C为对c 1 1 L是高频扼流圈，但让调制信号通过。2二、电路分析为了求得t与u

t之间的定量关系，首先要找到振荡回路电容的变化量Ct与之间的关系，然后依据u 之间的关系，然后依据

u 与之间的关系求出与的关系。 u C与之间的关系求出与的关系。首先来争论

与tu tu

的关系图6.10是图6.9振荡回路的等效电路图中 表示j的变容二极管电容。R当调制信号u

0 时，变容二极管结电容为常数C，0它对应于反向直流偏置电压U 的结电容，如图6.8所示。0依据式(6.1.38)，得CC j0 C0o1U 0o

(6.1.41)6.10振荡回路的等效电路UD这时，振荡回路总电容为CC CcC0

C Cc

(6.1.42)1 C Cc

0c1 1CC0c0当调制信号为单音频简谐信号u t U

cost变容二极管结电容随时间变化，如图6.8(c)所示。依据式(6.1.38)，可以得到这时的结电容为CC j0 j1U0j

U cost UDC j0

〔6.1.43〕U U U D 01 costU U UD D 0U(6.1.41代人式6.1.4，并令Um 〔6.1.44〕U UD 0这里的m称为调制深度(modulationdepth)。于是，式〔6.1.43〕可化为C Cj

1mcost

〔6.1.45〕这样，得到受调制时的总电容CC C CC”C

c j C

c C

c 〔6.1.46〕1 CCc j

1 1CCcjc

1 1CCc0c

6.1.4〔6.1.4，可以求出由调制信号所引起的振荡回路总电容变化量：Ct

C”C Cc

Cc 〔6.1.47〕1CcC

1CcC从上式看出，

0中与时间有关的局部是

0。将其在mcost0四周开放成泰勒级数，得1mcost

1mcost

1m2cos2t12m3cos3t2 6〔6.1.48〕由于通常m<lm越小，级数收敛越快。因此，可用少数几项例如用前四项来近似地表示函数1mcost。同时，将三角恒等式cos2t

23 1代入近似式，经整理后，得

cos3t cost 4 41mcost

1

1m241m82m2cost81m2cos2t412m2cost 6.1.4〕24令40A1m240A1m82m21 8A 1m2 〔6.1.5〕2 4并令

A242m31313m,

AA0

costA2

cos2tA3

cos3t 〔6.1.51〕则式〔6.1.49〕可以写成

1m, 〔6.1.52〕函数m,的各项系数与m及6.2列出了一些典型数据6.2函数m,各项系数值系数系数一般形式1213A01m21m21m2A181m82m241618116m834m2241m8109m2A214m2116m21185m2A32412m3641m3324m3m0.5m1系数12131213A0A0A2A3-0.0156-0.01385-0.0625-0.0560.25620.17450.5470.38-0.0156-0.01385-0.0625-0.0560.0020.001930.01560.0154将式6.1.5〕带入式6.1.4，得Ct

C CccC Ccc1 cC

1m,

1 cC0 0cC2 cC0 C0

C C

〔6.1.53〕cC0

cm,C0

1Cc通常以下条件是成立的〔参看表6.2的数据：CcC0所以，式〔6.1.53〕可近似写成

m,1CcC0C2cCt C0 CC1 C

2

m, 〔6.1.54〕0 〔6.1.54〕说明振荡回路电容的变化量Ct与调制信号[表达在函数m,

中]之间的近似关系。

以上我们知道了Ct

与u

的关系，接着我们再来看Ct

将引起振荡频率发生多Cff

1 f2 LC求2 LC可以得到如下关系式：

f1C 〔6.1.55〕f 2C0f0

C是调制信号为零时的回路总电容。由于CC很小，所以f f 亦很小，即属于小频偏调频的状况。0 C随调制信号变化，因而也f随之变化，以ft表示。将式〔6.1.54〕代入式6.1.5，得 C 2C f C 20

m,

〔6.1.56〕C0 c 0C cpCCc令 cKp2

0 〔6.1.57〕C C20 C这里，p是变容二极管与振荡回路之间的接入系数。将式6.1.5〕6..5〕代入式6.1.5〕得 ft

Kf0

AA0

costA2

cos2tA3

cos3t

〔6.1.58〕该式说明，瞬时频率的变化中，含有：与调制信号成线性关系的成分，其最大频移为1 f KAf1 10

8

1

m2Kf0

〔6.1.59〕与调制信号的二次、三次谐波成线性关系的成分，其最大频移分别为f KAf2 20f KAf3 30

1m2Kf4 012m3Kf24

〔6.1.60〕〔6.1.61〕中心频率相对于未调制时的载波频率产生的偏移为f KAf0 00

1m2Kf4

〔6.1.62〕f是调频时所需要的频偏。f1

是引起中心频率不稳定的一种因素。f2

和f3

是频率2m2m182m2ff21A2ff21A2A12112m2812m23

〔6.1.63〕ff31A3ff31A3A13

〔6.1.64〕总的非线性失真系数为k

〔6.1.65〕k2k2k22 32

和f3

k和k2 3

定度尽量少受变容二极管的影响，就应尽可能减小f。从式〔6.1.59〕至式〔6.1.65〕诸式0可以看出，假设选取较小的m值(U

较小，或者说变容二极管应用于C uj R

曲线比较窄的范围内f1也同时减小。为了兼顾频偏f从以上各式还可看出，假设选取1从以上各式还可看出，假设选取

和非线性失真的要求，常取m0.5。，则二次、三次非线性失真系数以及中心频率偏移1，则二次、三次非线性失真系数以及中心频率偏移1〔6.1.47〕可以看出，Ct与u

Ct CcC C

Cc

〔6.1.66〕1 cC mcost 1CcC C0 0 0C C当cmcost1 c时，上式近似为C C0 0cC2cCt C0

mcost 〔6.1.67〕

C21Cc0 这就是说，Ct〔6.1.55〕Ct很小，f亦与C成正比例关系，同样得出f与u

需要强调指出，以上争论的是C相对于回路总电容C很小(即频偏很小)的状况。假设C比较大，这时式〔6.1.55〕不再成立，所以最终得出的结论将与上面有所不同。经过分析可以得到如下结论：对图6.10所示的振荡回路，在小频偏状况，选择1的变容二极管即可近似地实现线性调频；而在大频偏状况〔此时须假定变容管电容为振荡回路总电容必需选择2的超突变结变容二极管，才能使调制具有良好的线性。6.1.2f0

50MHz5C30pF，选用变容二极管2CClC，它的静态直流工作电压V0

4V，静态点的电容C0

75pF。设p0.2，要求最大频移为f1

75kHz1Us

500mV。试估算中心频率偏移和非线性失真。解由式〔6.1.57〕求得Kp2由式〔6.1.59〕求得

C 75 0.22 0.05 2C 230ffA 11 Kf0

75103 0.030.05501062CCIC为突变结变容二极管，1

10.4.1，当1

A为考虑到

2 2 1 1 A m m21 16 4 3m284所以 m2A1

20.030.066.2可以得到：1 1A m2 0.0622.2510410 16 1611 A m22.251042 161 A m3 0.0633.381063 64 64依据式〔6.1.62〕至式〔6.1.64〕诸式，可求得：f KAf2 20f KAf

0.052.2510450106Hz562.5Hz0.053.3810650106Hz8.45Hz3中心频率偏移f0

30KAf00

0.052.2510450106Hz562.5Hzff21依据式6.1.6〕及式ff21562.5k 0.00752 75103fff31k 3

105

8.45105k2kk2k32 22

0.75%计算所需调制电压幅度，依据式6.1.4求得U mU V D 0通常势垒电势U

比U 小很多，可以无视，所以D 0U mU 0

0.0640.24VU因而能满足调制灵敏度高的要求。6.11(a)90MHz率上，0.001F和1000pF的电容叫认为近似短路，47H的扼流圈则近似开路，因而可画出高频等效电路如图6.11〔b〕所示。(a)直接调频电路(a)直接调频电路(b)高频通路304由图可见，它是变容管局部接入的电容三端式振荡电路，其中L、C、C、C、C组成3 4 5 1-9V56kΩ22kΩΩV(t)47F47H高频扼流圈加到变容管，56kΩ22kΩ的并接电阻通地。Ω做一做工程：调频器根本特性的测试工程编号：SPC6-1任务要求：按测试程序要求完成全部测试内容，并撰写测试报告〔A。1台，低频信号发生器XD－216.12所示为直接调频形式的调频器电路。图中，VCC=+12V，各器件参直流电压〔由直流稳压源供给〕用于掌握振荡器的中心频率，从输入端〔TP501〕输入一个IKHz的低频信号，作为调制信号，则用示波器可从输出端〔测试点TP502〕观看到调频信号。L503L503+12VR501C5051mhC50647kR504100473 CE50110U473CE50210UC504C501Q5011049018D501BB910D503104BB910L5010.22UHR502 C50247kCE50336010u/16VC50320R5031TP501L5021mHD502 D504BB910100TP502BB9100~12V DC图6.12变容管直接调频器的电路测试程序：6.12接好电路，接入电源VCC=12V；保持上述步骤，调整可调直流电压，同时用示波器上观看输出端的波形，读出波形参数，并填写下表：直流电压2345直流电压2345678〔V〕输出信号幅度〔V〕输出信号保持上述步骤，输入一个频率为1kHz500mV的调制信号，从示波器上可观看到连续记录波形并测量其频谱并填写下表：调制信号0.10.30.40.50.60.81.0幅度〔调制信号0.10.30.40.50.60.81.0幅度〔V〕频稳度输出信号频偏〔V〕调制度输出信号输出信号调制信号频率〔KHz〕0.30.50.7调制信号频率〔KHz〕0.30.50.71.03.010.020.0频稳度输出信号频偏〔V〕调制度输出信号结论：使振荡器中打算振荡频率的某个电抗元件的电抗值随着 信号的变化而转变，从而使振荡频率线性地转变，这种调制方式属于 〔调幅/直接调频/间接调频。变容管直接调频器的输出信号调频波的中心频率可由 〔变容管的直流偏置电压/调制信号幅度〕进展小范围调整。施加调制信号后，中心频率的稳定度〔会/不会〕受到肯定程度的影响。调频信号的频偏受 〔调制信号幅度/调制信号频率/调制信号幅度和频率影响调制度受 〔调制信号幅度/调制信号频率/调制信号幅度和频率〕影响，带宽受〔调制信号幅度/调制信号频率/调制信号幅度和频率〕影响。做一做【力量拓展】工程：调频器根本特性的仿真测试工程编号：SPF6-1〔格式要求见附录A1台，Multisim1套。6.13所示。6.13测试程序：〔略，类同工程SPC6-1〕读一读直接调频的主要优点是可以获得较大的频偏，但是中心频率的稳定性(主要是长期稳定88～108MHz对稳定度不劣于±2kHz100MHz，这就意味着其相对频率稳定度不劣于2×lO-5。这种稳定度要求，前述几种直接调频方法都无法到达。目前，稳定中心频率常承受以下三种方法：1)对石英晶体振荡器进展直接调频；2)承受自动频率掌握电路；3)利用锁相环路稳频。我们着重介绍第一种方法。晶体振荡器直接调频用变容二极管掌握后一种晶体振荡器的振荡频率来实现调频。串联谐振频率f发生变化，从而引起石英晶体的等效电抗的大小变化．如图6.14(a)所示。q率发生变化，这也会引起晶体的等效电抗的大小发生变化，如图6.14(b)所示，该图是电纳曲线。总之，假设用调制信号掌握变容二极管的结电容，由于石英晶体的等效电抗(我们应qfqfp之间的感抗X，即获得了调频信号，但所产生的最大相对频移很小，约只有10-4数量级。q6.14变容管与晶体的两种联接方式及其电抗曲线变容二极管与晶体并联联接方式有一个较大的缺点地影响调频信号中心频率的稳定度C C 1 26.15晶体振荡器直接调频电路变容管组成皮尔斯振荡电路；L1、L2L3为高频扼流圈；R1、R2与R3是振荡管的偏置电路；C6.15晶体振荡器直接调频电路6.16100MHz无线话筒中的放射机。图中，T2管接成皮尔斯晶体振荡电路，并由变容管直接调频。T2管集电极上的谐振回路调谐在晶体振荡频率的三次谐波上，完成三倍频功能。T1管为音频放2.2H的高频扼流圈加到变容管上。同时T的电1源电压也通过2.2H高频扼流圈加到变容管上，作为变容管的偏置电压。图6.16 晶体振荡器的变容管直接调频电路 lO-610-5数量级。间接调频间接调频原理由可以看出用调制信号u 对载波调频时其相移与u 成积分 关系，即 f

tu0

(6.1.68)这就启发我们，假设将ut积分后，再对载波调相，则由式6.1.1，所得到的调相信号是a

tkk tu (6.1.69)

P 0

p f 0 与式〔6.1.9〕一样。所以，实际上这就是用作为调制信号的调频波。间接调频正是依据上述原理提出来的，其原理性方框图如图6.17所示。这样，就可以承受频率稳定度很高的振荡器(例如石英晶体振荡器)作为载波振荡器，然后在它的后级进展调相，因而调频波的中主振器送来的载波进展调相,等效于用调制信号进展调频，这就是间接调频的理论根底。明显，这时中心频率的稳定度就等于主振器的频率稳定度。调相不仅是间接调频的根底应用，下面我们介绍几种常用的调相方法。6.17借助于调相器得到调频波调相的方法调相方法通常有三类：一类是用调制信号掌握谐振回路或移相网络的电抗或电阻元件一、谐振回路或移相网络的调相方法●利用谐振回路调相主振器之后的放大器(其间一般尚有缓冲级)，其输入信号即载波振荡的角频率是固定V(t)Vf(t)掌握下变化了△C，且△CV

(t)成线性关系，即Ω ΩcΩCKVcΩ假设

(t)KV

ΩcΩf(t) (6.1.70)cC1C0C是回路初始电容，则回路相对失谐为01C (6.1.71)0 2C0由于回路失谐，输出电压便产生一个附加的相位移arctan2Q

(6.1.72)假设6

，则上式可近似写为

02Q

(6.1.73)0将式(6.1.70)与式(6.1.71)代入上式，即得QkcVΩf(t) (6.1.74)C0上式说明，在满足φ≤π/6与△C／C0<<l两个条件时，附加相移与调制信号成线性关π/6以下的最大相移，即最大调制指数为mmax

0.5rad (6.1.75)6假设用调制信号掌握回路电感，可以得到类似的结果。可控电抗可用变容二极管来实现。●利用移相网络调相图6.18所示是一个RC移相网络，载波电压i经倒相器T，在集电极上得到-i，在放射极上得到i，于是加在移相网络RC上的电压为ABiii (6.1.76)图6.19为矢量图。输出电压o等于R与i的矢量和，它相对于i的相移为+。由矢量图可以求出2arctanVCVR

2arctan

10CR

(6.1.77)φ≤π/6时，上式可近似为

2(6.1.78)0CRφ≤0.5rad时，φCRCR也成反比例关系，则φ与调制信号成线性关系，即能够实现线性调相。6.18RCRC移相网络矢量图由式(6.1.70PNCv近似成线j R性关系。因此，假设将调制信号加于变容二极管，则可用变容二极管代替图6.18中的电容C。这就构成了变容二极管掌握移相网络的电抗以实现调相的电路，如图6.20所示。图中，T1是倒相器，T0.015F2图6.18所示阻容移相网络只是一个例子。实际应用中，移相网络的形式是很多的，用可控电抗或可控电阻元件都能够实现调相。6.20●矢量合成调相法[阿姆斯特朗法(Armstrongmethod)]将调相波的一般数学表示式atA

cos

tkv

t开放，并以A

，即得0 0 p p p0 0 p 0 p a(t)Acostcos[Av(t)]Asin[Av0 0 p 0 p pAp

v(t)

max

，则上式可近似写成60 0 0 p a(t)AcostAAv(t)sin0 0 0 p 0 0 0 p 上式说明，调相波在调制指数小于0.5rad时，可以认为是由两个信号叠加而成：一个Acost，另一个是载波被抑止的双边带调幅波AAv(tsin0 0 0 p 相位差为/2。图6.21是它们的矢量图。图中，矢量代表A0cos0t，代表0 p 0 AAvt)sint，代表。与相互垂直，的长度受到0 p 0 Ω的长度以及它与(或v(t代表一个调相调幅波。Ω寄生调幅可以用限幅的方法去掉(6.1.796.22图6.21载波振荡与双边带调幅波相加形成窄带调相波 联系到双边带调幅的产生方法，图6.22中的乘法器实际上就是一个平衡调幅器，进一6.23这种调相方法是首先由阿姆斯特朗提出的，故亦名阿姆斯特朗法。图图6.23 矢量合成调相法的实现脉冲调相方法可以抑制上述缺点。●脉冲调相(pulsephasemodulation)脉冲调相也称脉冲调位，它是用调制信号掌握脉冲消灭的位置来实现调相的。图6.24示出了这种方法的原理性方框图，图6.25则示出了它各局部的波形图，图中的①、②、③、6.24由抽样脉冲发生器产生稳定的抽样脉冲③，在抽样保持电路中对调制信号①进展抽样，冲的位置都受到调制信号的掌握。脉冲序列⑤经带通滤波器滤波后，即得到调相波⑥。用。2)间接调频的实现对载波振荡进展调相，最终即可得到所需要的调频波。m≤0.5100Hz，则相应的最大频移为△f=mF

=0.5×100Hz 50Hz＝min＝这样小的频偏是远远不能满足需要的。例如，调频播送所要求的最大频移为75kHz。为了使频偏加大到所需的数值，常需承受倍频的方法。对于这里的例子，需要的倍频次数为(75×103／50)=15006.25脉冲调相各局部的波形图1MHz15001500MHz。这个数值又可能不符合对中心频率的要求。例如，调频播送的中心频率假定要求100MHz。为14006.25脉冲调相各局部的波形图6.26间接调频的典型方框图100MHz75kHz调频波。1 固然，倍频也可以分散进展，例如先倍频N次，之后进展混频，然后再倍频N次。如有必要，可以如此进展屡次。图6.26表示分散两次倍频的例子。正是由于倍频和混频电路1 想一想？调频的方式有哪两种？两者有何不同？P6M2 鉴频器根本特性的测试学习目标能正确测量各类鉴频器的根本特性；能正确记录测量结果并能对结果作准确描述。理解鉴调原理。理解鉴频器的性能指标及其物理意义。了解各类鉴频电路的构造、工作原理和电路中的元器件作用。工作任务鉴频器根本特性的测试。读一读将调频信号中的调制信号提取恢复的过程即调频信号的解调介绍之前，首先介绍一下鉴频器的性能指标。鉴频器的性能指标通常，对鉴频器提出如下要求：●鉴频跨导6.27为鉴频器输出电压V与调频波的频偏f6.276.27鉴频特性曲线●鉴频灵敏度主要是指为使鉴频器正常工作所需的输入调频波的幅度●鉴频频带宽度从图6.26看出，只有特性曲线中间一局部线性较好，我们称2fm

为频带宽度。一般，要求2fm

大于输入调频波频偏的两倍，并留有肯定余量。●对寄生调幅应有肯定的抑制力量。●尽可能减小产生调频波失真的各种因素的影响，提高对电源和温度变化的稳定性。鉴频的方法鉴频的方法很多，但主要可归纳为如下几类：第一类鉴频方法是斜率鉴频，将等幅调频波变换成幅度随瞬时频率变化的调幅波(即调幅-调频波)-幅度的线性变换网络。其次类鉴频方法是相位鉴频，将等幅调频波变换成相位随瞬时频率变化的调相波(即调相-调频波)-相位的线性变换网络。间内的数目正比于调频波的瞬时频率。这种鉴频器的最大优点是线性良好。以下对上述几种鉴频的方法分别予以介绍。`斜率鉴频单失谐回路斜率鉴频器单失谐回路斜率鉴频器电路如图6.28所示。图6.28 单失谐回路斜率鉴频器电路图其工作原理如下：LC0

1 ，ω≠ωLC0LC

如图6.29，ω。c。

LC单调c谐回路幅频特性的上升或下降沿的线性段中点，利用该点四周的一段近似线性的幅频特性，将调频波转变成调幅调频波。做一做【力量拓展】工程：鉴频器根本特性的仿真测试工程编号：SPF6-2〔格式要求见附录A1台，Multisim1套。630所示。测试程序：〔略，类同工程SPC6-2〕图6.30斜率鉴频器的仿真双失谐回路斜率鉴频器双失谐回路斜率鉴频器电路如图6.31所示。其工作原理如下：1 1两个LC谐振回路中心频率分别为， 01

， 11

ω≠ωLLC22

6.31，cω LCc斜率鉴频器的输出信号为Vav1

和V

，它们合成了双失谐回路斜率鉴频器的输出信号为V Vav av1

V

，Vav1

、V 和Vav2

6.326.336.32双失谐回路斜率鉴频器工作原理图6.33双失谐回路斜率鉴频器鉴频特性曲线 309313相位鉴频器频相变换网络相位鉴频的关键是实现频率-相位的线性变换网络。频相变换网络有以下两种类型：一、CRLC单调谐振回路构成分压电路的频相变换网络16.34图6.34 C1和RLC单调谐振回路构成的频相变换网络电路构造图这种频相变换网络的广义失谐与相位差的关系曲线如图6.35所示。图6.35频相变换网络的广义失谐与相位差的关系二、互感耦合双调谐回路构成的频相网络互感耦合双调谐回路构成的频相网络电路构造如图6.36所示。其工作原理如下：如图(a),是变压器同名端全都的状况；输出电压V2如图(b),是变压器同名端相反的状况；输出电压V2乘积型相位鉴频器乘积型相位鉴频器实际中被称为正交鉴频器，或比相鉴频器，或集成差动峰值鉴频器，6.37所示。图6.37 乘积型相位鉴频器原理框图图中各信号表示如下：

2Q6.33所示的频相网络，假设

”6，则有sin ” 2Q

e，因此：0V V av am 0上式中输出电压与频率偏移量成正比，这样就实现了鉴频功能。5G32中的乘积型相位鉴频局部电路如图6.38所示。图图6.38 5G32中的乘积型相位鉴频器电路图图中，中放来的FM信号经T管射随后分两路输出：一路得v=V

cos(ω

t+MsinΩ1t) T

1 1m

c vf C〔幅值较大，直接加至乘法器中差分对管的基极，作为开关信号。另一路经7 1 1和RLC分压得到幅度衰减至1/10后的v2，作为小信号经C1与LRC分压的相移网络，得到v=V cos(ωt+MsinΩt+π/2-φ’),其中：2 2m c f,当φ’较小时，有：即vT2 2

射随后加到相乘器差分对T3

、T的基极，T6

、T管的基极接恒压偏置。4T、T3

、T、T4 5

、T、T6 7

组成相乘器，依据相乘器的原理可得：8经低通滤波可得输出信号如下，实现了线性鉴频，鉴频特性曲线如图6.39所示。其中RQe

以调整鉴频特性的鉴频跨导和鉴频频带宽度。图6.39 5G32的鉴频特性曲线图6.40为Motorola公司的专用FM中频接收芯片MC3361中乘积型鉴频器的电路图，与5G32Q70Q72构成的两个前级射随器输出两路差分信号分别输入到Q79Q80。做一做工程：鉴频器根本特性的测试工程编号：SPC6-2任务要求：按测试程序要求完成全部测试内容，并撰写测试报告〔A。1台，高频信号发生器XD－216.41所示为基于MC3361的鉴频器电路。图中，VCC=5V，各器件参数取值如图中所示。输入调频信号(5脚输入)，当鉴频T601时，观看输出信号(9脚输出再经RC滤波后输出)。ININR602615141347012111019N L_FVTN T_UN T_UC604102R_CEE_TUMNATO_PPMAO_CUMDPSMAMC3361R603OUTCE601FC_10K1u/16VXTC_UpB_EmELCFD_IOCSC_IC605332C606103OSO_PP_CFAACCDP1C6012345678+5V1 X601TP60130PCV60216~30P455KCF6013C602C60310410410.245MGND6011T6012321TP6021TP6031TP604R60147K45TRANS41+5V图6.41 MC3361实现鉴频测试程序：6.40接好电路，接入电源VCC=5V5455KHz，幅度为500mV1KHz,0.3的调频信号；T601，使输出幅度到达最大；③转变调制指数，测量输出信号幅度，并填写下表。调频指数0.20.30.51.03.05.08.0输出信号调频指数0.20.30.51.03.05.08.0输出信号频偏(KHz)输出信号幅度(KHz)④依据上表画出鉴频特性曲线，依据曲线求鉴频跨导、鉴频灵敏度和鉴频带宽。⑤将鉴频线圈的并联电阻R60130K3、4步。结论：调整乘积型相位鉴频器的移相网络的器件参数〔可以/不行以〕转变鉴频跨导和鉴频带宽。叠加型相位鉴频器一、互感耦合相位鉴频器〔一〕工作原理C C 1 1C L 、C L 2 2 02时频率变化的调频波〔即调幅-调频波〕。D1、R、C3和D、R、C3组成上、下两个振幅检波器，且特性完全一样，将振幅的变化检测出来。负载电阻RC3的高频容2图6.42 互感耦合相位鉴频器原理电路3C4C3L3的感抗。因此，初级回路上的信号电压12几乎全部降落在扼流圈L上。3ab另一方面，初级回路电流经互感耦合，在次级回路两端感应产生次级回路电压V 。由ab图可看出，加在两个振幅检波器的输入信号分别为V

(6.2.1)D1 ac

12 2 ab 12V

(6.2.2)D2 bc 12

2 ab 12这样，每个检波器上均加有两个电压，即1V 和

。不过一个检波器的输入是它们之和，2 ab 12另一个则是它们之差值得留意的是只要处在耦合回路的通频带范围之内当调频波的瞬时频率变化时，无论12 还是ab，它们的振幅都是保持恒定的。但是，它们之间的相ab与12之间的相位差是如何随信号频率而变化的。1)初次级回路的品质因数均较高；2)自身的损耗电阻和从次级反射到初级的损耗电阻。于是可以近似地得到图6.43所示的等效电路。图6.43次级回路的等效电路 6.42初级回路电流为

I1

12jLj1

(6.2.3)I1在次级回路中感应产生的串联电动势为s

(6.2.4)式中，正、负号取决于初次级线圈的绕向。现在假设线圈的绕向使该式取负号。将式(6.2.4)代入式(6.2.3)，得

s

MLV121

(6.2.5)Zabs C2Z2Z Z R2C2 L2jX C2

(12

M)L1 〔6.2.6〕2 Rj(2 2

X )C2M j CM

122L1R2jX22 L C式中，X X X 2 L C2 22从式(6.2.6finf0(即回路谐振频率)时，X=0，于2是MXabj

C212L1 R2 〔6.2.7〕MXMXj C212e2L1 R2该式说明，次级回路电压ab比初级回路电压12超前/。f f 当信号频率高于中心频率时，X f f in 0 L2 C2 22 2 2 Z RjX Zej2 2 2 2式中，Z 是Z的模，其值为22

Z 2 2

X22Z2

的相角，其值为

arctanX2R2Z的关系式代入式(6.2.6)，得2ab

12

2

(6.2.8)MXC2eMXC2e个小于2

号的角度(2

)。MXC2MXC2eab

2

(6.2.9)即ab

超前于

一个大于2

的相角(2

)。通过上面的分析，找到了次级回路电压ab与初级回路电压12之间的相位关系。归纳

将超前于

一个角度。这个角度可能是

，可能大于

，也可能小于，ab 12

2 2 2主要取决于信号频率是等于才导致两个检波器的输入电压的大小产生了差异。这可以从分析矢量图来说明。依据式(6.2.1)、式(6.2.26.44所示的矢量图。由于鉴频器的输出电压等于两个检波器输出电压之差，而每个检波器的输出电压(峰值或平均D 值)正比于其输入电压的振幅V (或V D 1 2a”b” d D V k(V a”b” d D 1 2kd

为检波器的电压传输系数。将上式与图6.44的矢量图联系起来可以看出：当f =fin 0

VD1=VD2V=0f

>f时，由于VD

>VD

V

>0f

<f时，由于VD

<VD

V

<0，in 0

1 2

in

1 2 a′b′因此，输出电压V 反映了输入信号瞬时频率的偏移△f。而△f与原调制信号v

(t)成正比，a′b′ Ω即V 与v(t)成正比。亦即实现了调频波的解调。假设将V 与频移△f之间的关系画成曲线，a′b′ Ω a′b′6.26所示的Sf之间近似地成线性关系，△f超过肯定限度(|△f|>△f

mab的大小也随着频移的加大而下降，所以最终反而使鉴频器的输出电压下降。因此，S形鉴频特性曲线的线性区间两边的边界应对应于耦合回路频率响应曲线通频带的两个边界点，即半功率点。〔二〕回路参数的选择为了确定选择回路参数时所遵循的原则，有必要对图6.41所示电路进展简单的定量分析。f RQ，均调谐于中心频率，谐振阻抗为。f R0 p当失谐为△f时，相应的广义失谐为Q

2fL(6.2.11)Lf0初次级回路之间的耦合系数为

L1L2MKL1L2M与此相应的耦合因数为

kQL (6.2.13)I析方法求出初级回路电压为

V

1j

RI (6.2.14)12 2

(1j)2 p相应的次级回路电压为

ab

j

L2LL2L2(1j)2Rp1将以上二式代入式(6.2.1)和式(6.2.2)，然后再代入式(6.2.10a”b” d pV kRI(a”b” d p44(2 L2)24(2L2)2L12 (12-2)242(,)

(6.2.17)式(6.2.16)就是鉴频特性的数学表示式。明显，鉴频特性主要取决于式(6.2.17)，该式具6.45η为参变量、ξ为自变量的(,曲线。ηη<1.5以后，非线性就已经相当严峻。反之，耦合比较紧，线性范围就大，而鉴频跨导就小。但当η>3η=l～3。η=kQQ

不变时，渐渐加强耦合，鉴频跨导随之下降，但线性L L范围则随之加宽。6.45对应于不同耦合因数的鉴频特性曲线从该曲线还可大致看出，鉴频特性曲线的峰值点大约发生在ξ=η处。依据式(6.2.11)，求出Q f0 (6.2.18)L 2f由上式，依据所选择的η值、中心频率f0及所允许的最大频移△f，求出回路的品质因QQ

，依据式(6.2.13)便求出初次级回路之间的耦合系数Lk QL

2ff0

(6.2.19)R从式(6.2.16)看出，鉴频器的输出电压正比于回路谐振电阻。我们知道Rpp RQ p ρ是回路的特性阻抗，其值为LCLC

(6.2.21)ρ，即增大L，减小C。但是，C的减小是受到限制的，由于假设CC=20～30pF然后依据谐振频率f0，即可算出电感值1L1(2f0)2C

(6.2.22)二、比例鉴频器难从图6.45所示的矢量图的分析看出。因此，噪声、各种干扰以及电路频率特性的不均匀这种虚假信号，就必需在鉴频之前预先进展限幅。能否对相位鉴频器的电路作某些改动来获得肯定的限幅作用，以省掉限幅器呢?为了答复这个问题，需要从一个的观点对相位鉴频器进展深入一步的分析。由式(6.2.1)与式(6.2.2)可得V D1 D2

1212 D 上式说明只要输入电压V 的振幅不变则两个包络检波器的输入电压之和V 12 D 1 2只反映输入调频波振幅的变化。振幅的变化，或者说起到了限幅的作用。这样一来，检波器输出电压之差(以下简称“差电压”)也就只单纯地反映瞬时频率的变化，从而去掉了寄生调幅造成的虚假信号。比例鉴频器(ratiodetector)，正是依据上述思路，对相位鉴频器加以改进而得到的。下面还将证明，在电路参数一样的条件下，比例鉴频器的输出只有相位鉴频器的一半。可以说，比例鉴频器的限幅作用是以降低输出为代价的。但是，比例鉴频器还有另一优点，这就是，它本身可以供给一个适合于自动增益掌握的电压，而相位鉴频器则不能一些。所以，目前这两种鉴频器都得到了比较广泛的应用。26.416.46D反接了，因此a′b′两点间的电压不再是差电压，而变成了和电压，即2”oa”b”a”o”o”b” (6.2.23)6.46比例鉴频器原理电路6为了使此和电压维持恒定，在a′b′两点间接入一个大电容(通常是电解电容器)C。6鉴频器的输出应当是差电压检波器的负载电路重作了布置，从o′o两端输出，其中一端接地。依据电路图，设两边对称，R=R，RR1 2 3 4o

2

(6.2.24)或

2 o

(6.2.25)将上二式相加，得

1

) (6.2.26)o 2 o1 o2或V 1k(V

V ) (6.2.27)om 2 d D1 D2D 式中，k是每个包络检波器的电压传输系数；V 和V D d 1 2振幅。将式(6.2.27)与式(6.2.10输出的一半。下面进一步争论比例鉴频器的限幅过程。假设起初输入调频波的振幅是恒定的而且鉴频器已经工作了一段时间这样大容量的电容器C上已经充到肯定电压V ，这是一个直流电压。这意味着，此时既没有电流对6 a′b′CC6

C6

R

+R<<R1 2

+R，所以两个检波二极管(留意它们是串联的)的总的负载阻抗近3 4R

+R。1 2增加。但是由于大电容C6

V

将力图保持恒定。两串联检波二极管上的电压为V-Vab

Va′b′

流I 也增加。由于负载上的电压V0

维持不变，这就相当于检波等效直流负载电阻RdcV〔a”b”〕减小了，因而使得检波等效输入电阻R[RI id 0

R dc，参看前一工程内容]降低，2使输入回路的次级引入更大衰减，因而品质因数下降。反映到初级，也引起品质因数下降，波振幅的增加。同理，可分析输入信号振幅变小的状况。构成了一个自动掌握衰减的系统，它总是力图维持输入信号振幅恒定。幅缓慢变化时，虽然C6

上的电压起初不行能快速跟随变化，但过一段时间后，由于二极管电流增量对C6

V

Va′b′

能跟随输入信号a′b′振幅的缓慢变化。三个根本关系式：和电压是恒定的。即a”b” o1m V V V 常数 a”b” o1m VV

kV d1D1kV

VV

(k kd1

) (6.2.29)o2m

d2 D2 D23)鉴频器的输出电压(即差电压)可由式(6.2.26)或式(6.2.27)确定。依据式(6.2.26)和式(6.2.27)，解出V 和V 分别为o1m o2mVVo2m

a”b” (6.2.30)V1V1VD2将上两式代入式(6.2.26)，得

Vo1m

V

VV a”b” (6.2.31)V1V1D2 1 2V V V

(6.2.32)om 2

a”b”V1V

D1VD2从相位鉴频器的争论(参看图6.43)，当调频波的瞬时频率变化时，两个检波器输入电压的振幅VD1和VD2是朝相反的方向变化的，即一个增大，则另一个就减小。比例鉴频D 器的状况可以从式(6.2.32)看出，由于比值V／VD 1 2oVo

亦随着瞬时频率变化。这就是鉴频的过程。但是，当调频波的振幅发生变化时，D会引起VD1

和VD2D

6.43VD1D

／VD2DD维持不变。这就是说，比值VD1

／VD2D

并不受调频波振幅变化的影响。所以，鉴频器的输出oV与调频波振幅的变化无关。这就是比例鉴频器本身所具有的限幅作用。o1 总的来说，从式(6.2.32)看出，比例鉴频器的输出电压Vo并不取决于VD和VD1 于它具有自动限幅作用，因而它的鼓励放大器只需较小的输入电压(例如1～10mV)就能正常工作。而相位鉴频器，由于本身无限幅作用，就需加1～2级限幅及推动级，同时限幅器的输入电压应当到达较大数值(例如50～300mV)才可能正常工作。这就要求增加限幅级前面的放比相位鉴频器经济一些。所以调频播送收音机和电视接收机中广泛承受比例鉴频器。另一方面应当看到，要想得到比较好的限幅作用，比例鉴频器的设计和调整是比较困难的。而相位鉴频器。脉冲计数式鉴频器6.47图6.47脉冲计数式鉴频器原理框图 调频信号进入宽带放大器放大到肯定幅度后，经过限幅，输出信号近似方波，再经过微分、整流后，输出与调频信号过零点同步的尖脉冲，再经脉冲形成电路，得到相应的方波脉此该系统具备鉴频的功能。脉冲计数式鉴频器的突出优点是线性好，频带宽，同时它能工作于一个相当宽的中心频率范围，已经见到的产品的指标：中心频率处于1MHz到10MHz0.1%.学问小结调频与调相总称为调角；角度调制和对应解调(鉴频与鉴相)均属非线性频谱搬移。FM和PMPM来实现FMFM来实现PM。调角波平均功率等于未调制时的载波功率：P =V 2/2Rav cm L调频主要指标要求：线性调制中心频率稳定度高频偏适合常用的调频方法：直接调频变容二极管直接调频优点：调制信号对振荡频率掌握力量强，工作频率高，损耗小缺点：载波频率稳定度差晶振变容管调频优点：中心频率〔载波〕稳定度高缺点：角频偏小变感调频间接调频〔通过调相实现调频的方法〕(A)可变移相法：利用谐振回路或移相网络(B)矢量法：阿姆斯特朗法(C)脉冲调相法：实现鉴频电路：思考与练习v(t)=5cos(106t+sin5×103t〕在t=0f 载波振荡的频率为=25MH=4F=400Hf 0 0最大频移为△f=10kHz。试分别写出1)调频波和2)调相波的数学表示式。假设调制频率变2kHz3)4)调相波的数学表示式。调制信号vΩ(t)为如以下图所示的矩形波，试分别画出调频和调相时，瞬时频率偏移△f(t)、瞬时相位偏移△φ(t)随时间变化的关系曲线。400Hz2.4V60，求频偏。当调制信号频率减250Hz3.2V时，调制指数将变为多少？0f=10MHz，最大频移为△f=50kHz，调制信号为正弦波。试求调频波在以下三种状况的频带宽度(10％的规定计算带宽)01)FΩ=500kHz；2)FΩ=500Hz；3)FΩ=10kHz。这里，FΩ为调制频率。如以下图所示电路中，T、TT

供给恒定偏置电流。T

集-C，与集-基结2 3 1vcb的关系为-1

1 cbC kv 2cb ccbv1)试求输出电压(t)ω(t)的表示式。vo2)假设C1=5pF，C2=100pF，L=HVC=10，=1.75pF，(t)=(1V)cos103v出(t)的表示式。vovOf之间的关系)才能实现鉴频？为什么通常在鉴频器之前要承受限幅器？假设我们想把一个调幅收音机改成能够接收调频播送，同时又不打算作大的改动，并与改动前比较。为什么比例鉴频器有抑制寄生调幅的作用，而相位鉴频器却没有，其根本缘由何在？试从物理概念上加以说明。P6M3多频道对讲机发送局部装配焊接与调试学习目标能正确测量无线电发送设备的根本特性；能正确记录测量结果并能对结果作准确描述。了解无线电发送设备的工作原理。理解无线电发送设备的性能指标及其物理意义。了解无线电发送设备的各部件功能。工作任务多频道对讲机发送局部装配焊接与调试。读一读发送系统系统框图匹配匹配滤波丙类功放2SC1971隔离放大3SK122参考频率固定分频鉴相器低通滤波器LM358压控振荡器9018MC1固定分频分频器MB504L音频放大器LM386图6.48 多频道对讲机放射局部系统框图工作原理MC145152LM358组成的有源低通滤波器和三极管9018构成的压控振荡器组成锁相环，再与MC145152内参考频率固定分频器、外部信号固定分频器和MB504L双模前置分频器组成频率合成器。频率合成器的压控振荡器输出的高频载波信号被音频信号频率调制后经过隔离放大后，送2SC1791组成的丙类功率放大器放大后，再经匹配滤波，由天线放射到空中。频率合成器频率合成技术是现代通信设备的重要组成局部，它是将一个高稳定度和高准确度的基准频率经过四则运算，产生同样稳定度和准确度的任意频率。随着大规模集成电以摩托罗拉公司的MC14515xMC145152芯片的频率合成器。这种锁相环频率合成器的稳定度和准确度与基准频率相当，不产生额外的误差。它在移动通信等领域有着广泛的应用。该芯片的具体文档见附录。MC145152的内部构造和外部引脚描述：外部引脚

(a)MC145152内部组成 (b)145152图6.49 MC145152的内部构造和外部引脚描述●引脚1VC30MHz；●引脚45〔RARARA比；●引脚78Φ、ΦV：鉴相器双输出端，用于输出环路误差信号；●引脚９〔MC〕为模式掌握端，输出的模式掌握信号加到双模前置分频器，即可以实现模式变换；11~20(N9~N0)：10bit计数器的分频值预置输入端；●引脚1、21~2A5~A：6bit计数器的分频值预置输入端26、27〔OSCinOSCout〕为参考振荡端，当两端接上一并联谐振晶体时，便组成一个参考频率振荡器；●引脚28〔LD〕为锁定检测端，用于检测锁定，当环路锁定时，LD为高电平，当环路失锁时，LD为低电平。MC145152芯片的特点及功能：它与双模P／P＋〕M。当MC电寻常，双模分频器用〔P＋1〕MC为高电寻常，双模分频器用模数P去除。它有A计数器和N计数器两个计数器。它们与双模P／P1〕频值NANN的取值范围为3~102A的取值范围为0~63。A计数器计数期间，MC为低电平；N计数器计数〔N－A〕期间，MC为高电平。它有一个参考振荡器，可外接晶体振荡器。RR计数器周期M可预置，M的取值范围：8，64，128，256，512，1024，1160，2048。M与RA2、RA1、RA0的关系如下：表1 、RA1、RA0的关系fvff它有两路鉴信任号输出其中RΦV用来输出鉴相误差信号假设 ff

r〔即fv的相位超前fv

r ，ΦV变为低电平ΦR变为高电平；假设fv< rffrff〔即 的相位滞后

，则ΦV跳变为高电平而ΦR变为低电平；假设fv fr fv fr= 且 的相位等于 ，则ΦR、ΦV同时保持高电平；仅在一个很短的时间内二者同时为低电平，其波形如以下图所示。LD用来输出相位锁定信号。图6.50 鉴相器工作原理6)3.0V～9.0V。工作原理参考振荡器信号经R分频器分频后形成frPP＋1〕分频器分频，再经AN计数器分频器后形成fv信号，f＝fvc／NA。fr信号和fv信号在鉴相器中鉴相，输出的误差信号〔ΦR、ΦV〕经低通滤波器形成近似直流信号，直流信号再去掌握压控振荡器的频率。当整个环路锁定后，fv＝fr且同相，fvco＝〔NP＋A〕fv＝〔NP＋A〕fr，便可产生和基准频率同样稳定度和准确度的任意频率。频率合成器的电气原理图如以下图所示：+5V

VCO_MIDC33

R353KR36

U32+IN -INVCC NCSW OUTGNDMB504L

C34MC102K104 3k3

LED31LED-BA***LP***

K R34U311282U3112822732642552462372282192010191118121713161415

C32 CV31X31 27P 6-30PR31R32PHASE_R PHASE_VMCA5N0N1N2N3

A4 10.24MA3A0A2A1N7N6N5N4CE21100uF

+9V

C14515M2C145152L21+C214731mHL21+C214731mH+C22473100uFR21 R2433K 100 OVC 104VV_ C23 Q2V90181mH D21 D23 K C24

VCO_MID1L24 切换1 1_

R22 36033K Key1_2 21K K

R23ey 1 1_ _ 100SLTL22 L23D22 D24