电能变换与控制（修订版）课件 第4章 DC-AC变换原理及控制

第4章DC/AC变换原理与控制第4章DC/AC变换原理与控制1.定义：DC/AC变换电路又称逆变器电路，它是将直流电变换为大小、相位和

频率都可变的交流电的一种电路。2.分类：按其直流电源性质不同分为两种：

电压型或电压源型；

电流型或电流源型逆变电路。(1)电压型逆变电路的直流侧为电压源或并联大电容，直流侧电压脉动较小，输出电流随负载阻抗大小而变化。当带阻感负载时，为了给交流侧向直流侧反馈的无功能量提供通道，逆变桥各臂需并联续流二极管。(2)直流侧电源为电流源的逆变电路称为电流型逆变电路。一般在直流侧串联大电感，电流脉动很小，可近似看成直流电流源，交流电压波形和相位随负载的变化而变化，直流侧电感起缓冲无功能量的作用，不必给开关器件并联二极管。在实际中电压型逆变电路应用较多；

电压型逆变电路又分为半桥、全桥和三相桥逆变电路。由DC/AC变换电路组成逆变器还可根据交流侧是否并网分为有源逆变和无源逆变。当交流侧接入电网时称为有源逆变，此时其工作原理同PWM整流，控制策略也相同，使变流器工作在1、2象限即可，有关内容参见第5章。本章主要讨论在实际中应用较广的电压型、无源、全桥和三相桥逆变电路。第4章DC/AC变换原理与控制4.1DC/AC变换的工作原理4.2DC/AC变换主电路的设计4.3DC/AC变换的控制策略4.4DC/AC变换仿真及软件编程4.1DC/AC变换的原理4.1.1单相全桥DC/AC变换电路4.1.2三相DC/AC变换电路4.1.3DC/AC变换电路交直流侧电压的关系4.1.1.单相全桥DC/AC逆变电路4.1.1.单相全桥逆变电路成对的开关管导通和关断交替180°的逆变控制方式，输出电压uo为正负各180º。此时，要改变输出电压的大小只能通过改变Udc来实现。对输出电压作定量分析，将u0展开成傅里叶级数，有：

三相逆变电路如图所示，它是实际中应用最广的三相桥式逆变电路。

图中所示的点是为了便于电路分析，假想的一个中点。三相电压型桥式逆变电路的基本工作方式也是每个桥臂导电角度为180o

，同一相上下两臂交替导电，每相开始导电的角度差120o。任一瞬间有三个桥臂同时导通，每次换流都是在同一相上下两臂之间进行，这种换流方式也称为纵向换流。4.1.2三相电压型逆变电路4.1.2三相电压型逆变电路输出的线电压有效值

对输出uAB电压作定量分析，将其展开成傅里叶级数，有其中基波输出电压基波的幅值和有效值为4.1.2三相电压型逆变电路

利用傅立叶级数对输出相电压进行定量分析有输出相电压的有效值输出相电压基波的幅值和有效值为其中采用SPWM技术时交直流侧电压的关系单相逆变时无论采用单极性还是双极性调制。当调制度m=1时，输出交流电压的幅值为Udc，此时交流侧输出的电压最大，当调制度m不为1有：采用SPWM技术时交直流侧电压的关系

三相逆变时只能采用双极性调制。当调制度m=1时，输出三相交流相电压的幅值为Udc/2，此时交流侧输出的电压最大，当调制度m不为1有：对于双极性有对于单极性有

三相相电压基波幅值或有效值与直流电压的关系为

三相双极性谐波调制线电压包含谐波角频率为n=1，3，5…时k=3(2m-1)±1,m=1,2n=2，4，6…时

SPWM波主要含有ωc、2ωc开关频率及附近的谐波，考虑到死区和系统其它干扰，在实际中通常选用载波频率的1/10作为滤波器的截止频率采用SVPWM技术时交直流侧电压的关系

在实际应用中单相系统采用SVPWM技术并没有三相广泛，有关单相采用SVPWM交直流侧电压同SPWM，具体分析详见有关资料。三相系统中采用SVPWM技术由表2-1和表2-2可知，线电压的最大值为Udc，所以得相电压的最大值为:(由六个基本空间矢量组成正六边形的内切圆的半径)。当调制度m(SVPWM调制度定义为：实际输出电压和最大相电压之比)不为1时有：三种PWM技术交直流侧电压关系纵向换流SPWMSVPWM单相三相单相三相单相三相4.2DC/AC变换主电路的设计DC/AC变换主电路主要由开关管和滤波器组成，DC/AC变换主电路设计的任务就是根据系统要求，进行分析计算选择出合适的开关管和滤波电路。4.2DC/AC变换主电路的设计4.2.1开关器件的选取4.2.2滤波器参数的计算4.2.1开关器件的选取开关管的选取主要取决于母线电压、负载电流和开关频率等。耐压的选取：一般大于母线电压，留有一定的裕度；电流的选取：根据负载电流计算出流经开关管的电流，为了安全可靠，一般开关管电流大于实际流经开关管的电流的3-5倍；开关频率的选取：开关管的频率与系统的损耗、散热等有关，一般情况下当系统输出功率较大时应选取较低的开关频率，反之选取较高的频率。例如有资料建议10kVA以上选择10kHz以下，反之选择10kHz以上，具体的选择可视系统的效率和散热要求而定。【例4-1】有一带三相电动机负载的三相逆变器，输出额定功率为22kW，交流侧线电压415V，功率因数0.8，电动机效率85%。若采用SPWM控制技术，要求选择合适的开关器件。1)耐压计算：取

m=0.8，直流侧电压为

考虑到安全系数和开关脉冲尖峰，需选择电压额定值大于直流供电电压847V。考虑留有一定的裕量，所以可选择大于或等于1200V的IGBT。

考虑能耐受过载200%时的情况，则峰值绕组电流为133A。

根据上述计算参数可选择Infineon、Fuji和Mitsubishi等多个制造商提供的IGBT模块。本参考设计使用的IGBT模块(CM150TX-24S1)在TC=100°C时集电极连续载流能力为150A，峰值载流能力为300A。建议最好选择内置NTC热敏电阻的IGBT模块，以避免IGBT热损坏。负载电机电流的计算：通过绕组的线ILL电流为：47A绕组电流的峰值：2）电流计算：IGBT的电流额定值取决于绕组峰值电流。当采用3相逆变桥时，要确保有足够的正弦电流注入电机绕组。4.2.2滤波器参数的计算常见的滤波电路有L、LC和LCL等。L型滤波器，仅由电感组成。在整个频率范围内，L型滤波器的衰减为-20DB/dec。为了抑制输出电流谐波，需要一个高值的电感。电感值大，造成滤波器尺寸大，成本高，同时大电感上的高电压降低了系统动态性。在实际中单独的L型滤波器很少采用，本节仅就LC和LCL滤波器进行讨论和分析。1.LC滤波器LC滤波器输出电压对输入电压的传递函数为1）阻抗匹配法为谐振频率Q为品质因数设滤波电路输出端等效负载阻抗为R期望频率时幅值不衰减根据题目要求，设负载为阻性负载，负载电阻R=1102/600=20.17Ω

由于谐振频率与截止频率相差不大，在工程计算中通常选取谐振频率等于截止频率，则实际取L为1.6mH,取C为10μF。

若单相逆变系统输出容量的额定值为600VA，开关频率为20kHz，直流母线电压为380V，输出交流电压为110V，截止频率选择2kHz（一般按开关频率的1/10选择）。计算所需的最小电感。2）电流纹波分析法

电感DC/AC变换的电路中的滤波器电感可以抑制电流的纹波，通常电感越大纹波越小。所以可以根据电流纹波的要求，确定电感值的大小。但对于相同纹波的要求，由于采用的调制方法和电路拓扑结构不同，其结果也不一样，接下来将分别讨论。1）单相全桥SPWM调制2）三相SPWM1）单相全桥SPWM调制

电感的选取与电流纹波相关，以电流纹波大小为约束条件进行电感值计算，除保证输出电流纹波满足要求之外，还可为电感的电磁设计如磁芯选择等提供依据。图中给出了关于电感电流在DC/AC逆变器输出电压为uin时的波形。

对于交流输出的单相全桥逆变LC滤波器电路，电感两端的电压uLuin为逆变器输出电压，uout为滤波器输出电压。VT1和VT4同时导通，此时，逆变器桥臂输出电压uin=UdcTs开关周期，D是占空比，Δipp是电流纹波峰峰值

在一个开关周期内，电感电流的增量(电流纹波峰峰值)Δipp可表示为假设调制度为m，采用SPWM控制时占空比可表示为滤波器的输出电压为为了找到最大纹波对应的调制度，对上式求导可得到最大纹波电流峰峰值和所需电感值可得到最大纹波电流峰峰值和所需电感值

要求同上例，额定值为600VA，开关频率为20kHz，母线电压为380V，输出交流电压为110V。假设最大纹波电流峰峰值为额定电流峰值的20%，所需的最小电感计算如下

输出电感和电容形成一个低通滤波器，可以滤掉开关频率附近的谐波。为了获得良好的开关频率衰减，同样截止频率选择为fs/10或更低。谐振频率的公式为实际取2.2μF电容。从计算结果可以看出，采用上述两种方法计算的电感值与电容值有所差别，可根据系统要求的情况进行选择使用。对于三相DC/AC变换电路一般采用双极性调制。其计算与单相双极性类似。不同之处为：若忽略N与N之间的电压或采用三相四线制，在一个开关周期内电感两端的电压为直流母线电压的1/2与输出电压之差，此时有

若采用三相三线制，N与之间的电压不予忽略，则可取一个开关周期内电感两端电压为母线电压的2/3倍与输出电压之差，此时有3）当三相DC/AC变换采用SVPWM调制时2）当三相DC/AC变换采用SPWM调制时

当DC/AC变换器连接到电网时，电容决定了DC/AC变换器不工作时的无功功率交换的大小，通常要保持较小值，一般取小于额定功率的5%。

针对三相DC/AC变换器的滤波电容C的确定，同样可根据截止频率确定XC为电容容抗fs为50Hz。电容C确定2.LCL滤波器设计LC滤波器的谐振频率依赖于电网等效阻抗，因此这种滤波器在并网型DC/AC变换器中使用较少。并网滤波器主要有L和LCL型两种，相比L型滤波器，LCL型滤波器含有为高频谐波电流提供通路的电容C。因此，在相同滤波效果的情况下，LCL型滤波器中两个电感量之和小于L型滤波中的电感量，所以，其体积小、成本低。但LCL滤波器存在谐振尖峰，同时相位在谐振频率处会发生-180°的跳变，将导致系统不稳。在设计LCL滤波器时，必须考虑电流纹波、滤波器尺寸和开关纹波衰减特性等。另外，无功功率的要求可能引起电容器与电网相互作用产生谐振，因此，必须在电容器支路中串联电阻Rd增加系统的阻尼。

为了便于分析首先忽略Rd，可以得到单相或三相逆变器的并网电流ig对输入电压uin的传递函数GLCL(s)为为LCL滤波器的谐振角频率LCL滤波器的谐振频率远低于开关频率，一般认为电容阻抗对开关频率可以忽略不计。基于这种近似，逆变器侧电流ii和逆变器侧电压uin之间的传递函数可以近似表示为高频时电网电流ig和逆变器电流ii之间的传递函数(1)逆变器侧电感Li选取

逆变器侧电感Li大小的选取，主要由逆变器侧电流纹波的大小确定。与LC滤波器中的计算过程类似定义电流变化的纹波最大值与额定电流值Ii之比为电流的纹波系数λi

实际工程设计中，电流的纹波系数λi一般取值20%~30%，根据电流的纹波系数可以求得逆变器侧电感Li的最小值k的取值与单、三相和采用的调制方式有关，k值的选取分别为4、8、6和。

对于Li

的最大值可根据电感两端基波的压降来选择。定义降压系数ULi为逆变器侧电感基波压降，Uc

为电容电压基波电压有效值（通常忽略Lg的压降，选择Uc=Ug），可求得电感Li的最大值为Ug为电网电压有效值，ωg为电网额定工作的角频率；压降系数λu一般取5%。（2）滤波电容设计

选取滤波电容时，一般从电容引入的无功功率和损耗两方面考虑。电容值愈大引入的无功率愈大，同时也会使流过开关器件的电流增大，从而导致开关器件损耗增加。若定义滤波电容C引入的无功功率与逆变器输出的额定功率之比为λc，则电容C最大值为P为逆变器输出的额定功率，

n=1表示单相，

n=3表示三相；在实际工程中，一般取λc=5%左右。(3)网侧电感Lg选取

通过定义网侧和逆变侧电感纹波之间的衰减系数来确定Lg的值。这个系数越小，滤波效果越好，考虑稳定和经济性。可通过IEEEStd929-2000、IEEEStd1547-2003或GBT14549-1993、GBT24337-2009标准对谐波的含量要求进行分析。

为谐波角频率，，ka为期望衰减的系数。则

一般情况下，要求LCL滤波器的谐振频率fres选择在10fg-0.5fs(fs为开关频率)之间，依此判断电感Lg的值是否合适。（4）阻尼电阻的设计

串联电阻Rd可以衰减开关频率处的部分波纹，以避免谐振。一般选择该电阻的值为滤波器电容在谐振频率处阻抗的三分之一，与滤波器电容串联的电阻由给出。4.3DC/AC变换的控制策略

DC/AC的PWM控制技术可以采用SPWM、SVPWM、滞环和三角波比较等方法。针对无源逆变系统常用的控制策略主要有：电压单环的控制、电压电流双闭环的控制、电压有效值外环、电压瞬时值中环以及电流瞬时值内环的控制。本节主要以三相交流稳压电源为例介绍采用SPWM技术和电压电流双闭环控制技术的DC/AC变换器。电压外环是给定电压和反馈电压比较后，得到的误差经过PI调节器，其输出信号再作为电流内环的给定。电流内环是给定电流和反馈电流的误差经过比例放大与三角波进行比较，得到SPWM信号来控制功率开关器件，保证输出电压的稳定，形成典型的双环控制。

由于逆变器中存在着功率开关器件，因此逆变器是一个非线性系统，但逆变器的开关频率

远高于调制波频率，故可以利用传递函数和线性化技术，建立SPWM逆变器的线性化模型，下面以单相逆变器为例，对其传递函数进行分析4.3DC/AC变换的控制策略4.3.1单相DC/AC变换器的建模及控制4.3.2三相DC/AC变换器的建模及控制4.3.1单相DC/AC变换器的建模及控制

本节以单相逆变器为例，对采用电压单闭环和电压、电感电流反馈的双闭环控制系统进行分析。该系统包括脉宽调制环节、输出滤波环节、电流内环和电压外环等。1．单相DC/AC变换器的建模2．电压单闭环的控制分析（1）开关过程及脉宽调制建模（2）LC滤波器传递函数(1)电压单闭环开环传递函数(2)选择补偿网络，确定穿越和零点频率3.电压电流双闭环分析(1)电感电流内环控制分析(2)电压外环设计

1．单相DC/AC变换器的建模--开关过程及脉宽调制建模

对于双极性调制，可以表示为表示开关周期的平均值，而S的开关平均值为当采用双极性SPWM调制时，图中，uc为载波，Uc为载波幅值，ur为调制波，Ts为开关周期。2）单相全桥DC/AC变换器的开关过程及脉宽调制建模S为开关函数，当S=1表示VT1导通，VT2截止；S=0时，表示VT1截止，VT2导通

（2）LC滤波器传递函数电感L和电容C构成LC滤波器，输出接电阻负载R，其传递函数为2．电压单闭环的控制分析(1)电压单闭环开环传递函数kp、ki为电压环的比例与积分系数，z=ki/kp为电压单环PI控制器的零点值补偿后，开环传递函数为(2)选择补偿网络，确定穿越和零点频率

系统加入PI补偿环节后，根据控制原理的要求：低频段应具有较高的开环增益值，保证系统的稳态精度；中频段斜率一般为-20dB/dec，保证足够的相位裕度；高频段斜率为-40dB/dec，减小高频噪声对系统的影响。图中1为原始传递函数幅频特性，2为PI补偿网络幅频特性，3为期望补偿后的传递函数的幅频特性。根据控制原理要求，并结合经验可设置：补偿后穿越频率fc=fres/10；将PI控制器的零点频率fz=fc/10。电压环PI控制器的零点值为根据补偿后的传递函数在穿越频率fic处的幅值为1，可得

根据式可以求得电压单环控制的比例系数kp，再计算积分系数ki。3.电压电流双闭环分析

采用电压有效值外环、电感电流瞬时值内环的双闭环控制框图如图所示。其中Uref为参考电压，Uf为反馈电压，ui(s)为逆变器输出电压，Uo为输出电压有效值，iref(s)为参考电流，iLf(s)为反馈电流，iL(s)为电感电流，KLi为电感电流内环反馈系数，Ku为电压环反馈系数，kup、zu为电压外环补偿网络的比例系数和零点值，kip，zi为电感电流内环补偿网络的比例系数和零点值。(1)电感电流内环控制分析1)电感电流内环控制传递函数电感电流的传递函数为电感电流内环的开环传递函数为PI的传递函数为2)选择补偿函数，确定穿越和零点频率

同样结合经验设置

补偿后穿越频率

fic=fres/10；PI控制器的零点频率

fiz=fic/10。

电感电流内环PI控制器的零点值为：根据补偿后的传递函数在穿越频率fic处的幅值为1，可得(2)电压外环设计

在设计电压值外环时，把电感电流内环当作被控对象。外环的参考值是输出电压参考值的有效值（或者幅值，此处采用有效值），反馈量是输出电压的有效值，它们相当于直流量。被控对象输入输出均为50Hz，实际上被控对象的传递函数为电流闭环传递函数幅频特性在50Hz上对应的增益。由此，内环可视为一个增益为KLiw的比例环节。

在进行外环设计时，结合经验将电压外环PI控制器零点频率值

fuz=100Hz；

穿越频率值

fuc=10Hz。

根据补偿后的传递函数在穿越频率

fuc处的幅值为1，可得根据式可以求得电压外环控制的比例系数kup，再由计算积分系数kui。4.3.2

三相DC/AC变换器的建模及控制1.三相三线DC/AC变换器控制原理2．三相三线离网型DC/AC变换器建模对于电感L有对于电容C有对于双极性调制，分析过程同半桥DC/AC变换器可以表示为uiN（i=A，B，C）为A，B，C到N的电压；uri（i=A，B，C）为三相调制波的电压，Uc为三角载波电压幅值。

同半桥DC/AC变换器一样，若果开关频率fs足够大，对于采用SPWM从调制器输出到逆变器输出的传递函数为

转换为调制波和载波的表示形式为设2．含有导数三相静止坐标系abc到两相旋转坐标系dq的变换

在DC/AC和AC/DC变换中经常用到带有导数形式的坐标变换，例如在PWM型AC/DC变换中数学模型如下式为了控制方便，通常需要将式带有导数的三相电流变换到dq坐标系中。dq坐标系下的数学模型为逆变器输出侧电容电流换到dq坐标系下的关系矩阵为逆变器输出侧电容电流换到dq坐标系下的关系矩阵为3．三相DC/AC变换器控制分析（1）电流环控制设系统电压反馈系数(电压传感器的变比)为Ku，电流反馈系数(电流传感器的变比)为KLi。1）电流环的开环传递函数2）电流环校正网络零极点的选择

在图中Gi为PI+LPF传递函数的幅频特性，Hi为原始传递函数的幅频特性，GiHi为补偿后传递函数的幅频特性。根据图并结合经验，可选择穿越频率和极、零点频率值如下：设补偿后的穿越频率值为fic为开关频率fs的1/8~1/10；设置零点频率值为

fiz=fic/3；设置低通滤波的极点频率的值为

fip=fs/2。3）补偿校正环节参数的计算（2）电压环控制

此外，假设电流回路响应的带宽为电压回路带宽的四倍以上，则在分析电压回路时电流回路可视为增益为1的比例环节。同电流环一样，电压控制器采用前馈+反馈的形式。利用将检测的负载电流加入到指令电流中可以直接消除负载电流对于电压环的扰动影响，另利用可以消除电容电流(

Cud及Cuq)的扰动。1）电压环的开环传递函数2）电压环补偿网络零极点的选择

图中Gu为PI+LPF传递函数的幅频特性，Hu为原始传递函数的幅频特性，GuHu为补偿后传递函数的幅频特性。为满足幅值、相位裕度的要求并结合经验，系统的零、极点选择如下：补偿后的穿越频率的值

fuc设置为

fic/4；设置零点频率的值为

fuz=fuc/3；设置低通滤波极点频率的值为

fup

=2fuc。3）补偿校正环节参数的计算4.4DC/AC变换仿真及软件编程

本节内容主要包括单相和三相DC/AC仿真及DSP程序的实现两部分。其中单相DC/AC仿真及DSP程序采用工频50Hz单环电压有效值反馈为例实现，而三相DC/AC仿真及DSP程序采用中频400Hz且基于坐标变换的双闭环控制为例实现。

4.4.1单相DC/AC变换仿真及软件编程4.4.2三相DC/AC变换仿真及软件编程4.4.1单相全桥DC/AC变换仿真及软件编程

系统参数为直流电压Udc=60V，输出电压为Uo=36V，开关管频率fs=12.8kHz，L=3mH，C=10µF，R=10Ω。Ku=1/36，KLi=1/3.6，如设Uc=1则KPWM=60。1.单相全桥DC/AC的仿真2.单相全桥DC/AC变换的编程1单相全桥DC/AC的仿真根据电压单闭环理论分析，fn=则fc=

fn/10=91.9Hz，fz=

fc/10=9.19Hz，可以分别求得电压单闭环控制的kp=0.6，ki=34.6。利用MATLAB编写伯德图生成代码G1=tf([60*10*1/36],[10*3e-3*10e-6,3e-3,10]);%原始传递函数G2=tf([0.6,34.6],[1,0]);%PI传递函数G3=series(G1,G2);%补偿后传递函数bode(G1,G2,G3);holdon;margin(G3);legend('G1','G2','G3');2.单相全桥DC/AC变换的编程

(a)主程序流程

(b)EPWM中断服务程序流程(c)A/D采样子程序j=k;

t1=pp+pp*(m*sinne[j]);if(j>512)j=j-512;

k++;

j=k;

t4=pp+pp*m*sinne[j];if(j>512)j=j-512;

k++;

ton=t1+t4;EPwm1Regs.CMPA.half.CMPA=(Uint16)((4*pp-ton)>>1);//计算比较寄存器

EPwm1Regs.CMPB=(Uint16)((4*pp-ton)>>1);//计算比较寄存器;EPwm2Regs.CMPA.half.CMPA=(Uint16)((4*pp-ton)>>1);//计算比较寄存器

EPwm2Regs.CMPB=(Uint16)((4*pp-ton)>>1);//计算比较寄存器;if(k>511){k=0;}

sum1=0;//Voltage1[0]; for(sy=0;sy<16;sy++) { sum1=sum1+Voltage1[sy*16]*Voltage1[sy*16]; } sum1=sum1/16; sum=sqrt(sum1);//均方根e1=U-sum;//PI调节if(e1>0.2)e1=0.2;if(e1<-0.2)e1=-0.2;e=e1-e2;PID=Kp*e+Ki*e1+PIDold;if(PID>0.9)PID=0.9;if(PID<0.2)PID=0.2;PIDold=PID;e2=e1;4.4.2三相DC/AC变换仿真及软件编程(1)电流环的参数为代入公式

可得kip=1.76,kii=4719.9。1.三相DC/AC变换仿真

系统参数选择如下：直流侧电压Udc=60V，交流输出相电压为16V，开关频率为12.8kHz，电感L=3mH，电容C=10µF，负载电阻R=10Ω。电流传感器变比设为KLi=1/2.26，电压传感器的变比设为Ku=1/22.6，如设Uc=1V可得G1=tf([30*1/2.26],[3e-3,0]);%原始传递函数G2=tf([1.76,4719.9],[1,0]);%PI传递函数G3=tf([40212],[1,40212];%低通滤波G4=series(G2,G3);%PI+LPF(低通滤波)G5=series(G1,G4);%补偿后传递函数bode(G1,G4,G5);holdon;margin(G5);legend('G1','G4','G5');(2)电压环的参数为:可得kup=0.21，kui=133。G1=tf([1/(1/2.26)*1/22.6],[10e-6,0]);%原始传递函数G2=tf([0.21,133],[1,0]);%PI传递函数G3=tf([4021.2],[1,4021.2]);%低通滤波G4=series(G2,G3);%PI+LPF(低通滤波)G5=series(G1,G4);%补偿后传递函数bode(G1,G4,G5)holdon;margin(G5);legend('G1','G4','G5');2.三相DC/AC变换编程

本系统采用TMS320F28335为主控器件，软件代码采用C语言编程。三相DC/AC变换的TMS320F28335程序所包括的主程序、EPWM中断服务程序和AD子程序。本例中EPWM中断程序中是利用SVPWM技术产生SPWM波，AD子程序包括输出电压、电感和负载电流采集，坐标变换，数字低通滤波和PI调节和前馈解耦。软件调试步骤参见第3章。三相DC/AC的TMS320F28335程序流程如图所示。

(a)主程序流程(b)EPWM中断流程(c)A/D采样子程序ua=bian*(u1-pian1);ub=bian*(u2-pian2);uc=-(ua+ub);ConversionCount=ConversionCount+2;if(ConversionCount>=512)

{ConversionCount=ConversionCount-512;}//看是否超出360度360度=256sin_theta=sinne[ConversionCount];if(ConversionCount<=128)//第一象限cos_theta=sin_theta{cos_theta=sinne[128-ConversionCount];}else//二三四象限cos_theta=-sin_n[90度-theta]{cos_theta=-sinne[ConversionCount-128];}//坐标变换

sin_theta1=-sin_theta*0.5-cos_theta*0.866;//sin(theta-2pi/3); sin_theta2=-sin_theta*0.5+cos_theta*0.866;//sin(theta+2pi/3); cos_theta1=-cos_theta*0.5+sin_theta*0.866;//cos(theta-2pi/3); cos_theta2=-cos_theta*0.5-sin_theta*0.866;//cos(theta-2pi/3);

uq=0.667*(cos_theta*ua+cos_theta1*ub+cos_theta2*uc);

ud=0.667*(sin_theta*ua+sin_theta1*ub+sin_theta2*uc);/*------数字巴特沃斯低通滤波，截至频率为30Hz---------------------------*/x1[2]=ud;