电能变换与控制（修订版）课件 第7、8章 硬件电路；电能变换的其它应用

第7章硬件电路7.1检测调理电路设计7.2驱动电路设计7.3保护电路设计7.4辅助电源电路设计

新能源发电、电动汽车、变频调速、轨道交通和柔性输电等系统其核心组成皆为电能变换与控制系统，其系统硬件虽各有特点，但组成类似，主要包括控制器、变流器、滤波器、检测调理、模数转换、保护电路和辅助电源等单元，典型连接方式如图所示，实际应用中各个单元之间的连接方式视具体情况而定。7.1检测调理电路设计

检测调理电路常见的结构如图所示，由检测电路、偏置电路、滤波电路和限幅电路等部分组成，检测调理电路用于待测电流和电压的检测并完成相关处理，以适应模数转换器对输入电压的要求7.1.1检测元件及电路

常用于电流检测的元件有采样电阻、电流互感器、磁场平衡式霍尔电流传感器和单芯片霍尔效应电流传感器等。用于电压检测的元件有电阻网络、电压互感器、磁场平衡式霍尔电压传感器等。相应的电压、电流检测的方法有：电阻串联分压法、电阻采样隔离法、互感器检测法和霍尔传感器检测法等。下面简要介绍检测元件的原理与检测方法。1电阻采样及相关隔离检测电路

电阻采样法是一种原理最简单的方法，如图所示。单一采样电阻没有隔离，一般仅用于示波器观察波形等应用。图为一个带有光电隔离的电阻采样电流检测电路，它可用于检测直流电压和电流，该电路的传输特性为UD为发光二极管的压降，β=Io/I*L——光耦合器电流传输比。

采样电阻R一般由康铜或锰铜丝组成，R1和R2由所选择的线性光耦合器的参数决定。

利用串联电阻检测电压电路如图所示，与差动检测电路结构非常类似，是同一种电路的两种不同用法。运放后面接一阶低通滤波电路，同样采用3.3V单电源供电的轨对轨运放，可省去限幅电路

可根据检测电压u1和输出电压uout的范围选取R1、R2、R3和Rf的大小。R1、R2、R3三个电阻串联在一起，是为安全起见减小单个电阻的耐压值，不一定是三个电阻，根据需要可用多个电阻串联。对于要求测量输出和待测电压隔离的场合，可以将输出电压接入到线性光耦或线性隔离放大器进行隔离。2霍尔传感器原理及相关检测电路(1)霍尔传感器原理(2)使用霍尔传感器的检测电路1）电流检测电路2）电压检测电路(1)霍尔传感器原理

UH经放大器A放大，获得一个补偿电流IM。IM流过绕在聚磁环上的多匝副边绕组，其产生的磁势和待测电流产生的磁势方向相反，因而产生补偿作用，使磁场减小，UH随之减小。因为放大器的放大倍数很大，

此时有

（2）使用霍尔传感器的检测电路--电流检测电路

用LA-50P的电流检测电路，其电气连接如图所示，LA-50P参数为：原、副边匝数比为1:1000，原边额定电流IN=50A，对应副边输出电流IM=50mA。LA-50P可用于测量直流、交流和脉冲电流。由于调理电路的输入电阻远大于测量电阻RM，所以将调理电路对霍尔电流传感器的影响忽略，则副边输出电流IM经测量电阻RM产生电压UM，其关系式如下（2）使用霍尔传感器的检测电路--电压检测电路

以霍尔电压传感器CHV-25P为例介绍电压检测电路，其电气连接如图所示，CHV-25P参数为：原边与副边匝数比为2500:1000，原边输入额定电流IN=10mA，对应副边输出电流Im=25mA，原边内阻为RS=250Ω

如果选取一个电阻来实现，其阻值为22kΩ，功率为3W，若为了减小电阻承受的电压，选择电阻串联来实现，可选两个阻值为11kΩ，功率为2W的电阻，在实际应用中应考虑过压等因素后留有一定的余量3互感器原理及相关检测电路(1)互感器分类及原理

（2）使用互感器的检测电路1）电流检测电路2）电压检测电路(1)互感器分类及原理

互感器又称为仪用变压器，是电流互感器和电压互感器的统称。能将高电压变成低电压、大电流变成小电流，用于测量或保护系统，其种类繁多。互感器分为电流互感器和电压互感器两大类；另外按用途可分为测量互感器和保护互感器，按介质可分为干式互感器、浇注绝缘互感器、油浸式互感器和气体绝缘互感器等等。其原理与变压器类似，也是根据电磁感应原理工作，对电压、电流和阻抗进行变换。就是将交流电压和电流按比例降到可以用仪表直接测量的数值，便于仪表直接测量，同时为继电保护和自动装置提供电源。本节主要以小型测量用互感器为例进行分析。（2）使用互感器的检测电路--电流检测电路

输出电流IM经测量电阻R转化为电压UM=IMR，这种电路简单，但要求测量电阻R≤50Ω，且输出接后级电路后相移会变大，相移变化的大小与等效负载电阻有关。由运放构成的有源检测电路，避免了相移随负载的变化，输出电压仍然为UM=IMR（2）使用互感器的检测电路--电压检测电路

电流型电压互感器以HPT205AD为例，其输入电流为2mA时，副边输出2mA。电流型电压互感器本质是一个电流互感器，首先通过串入功率限流电阻R1，将待测电压UN转化为待测电流IN=UM/(R1+内阻)，然后将待测电流IN成比例地转换为互感器副边输出电流IM。图中两个电路均可用于电压测量，反馈电阻R要求温度系数优于50ppm/℃。7.1.2调理电路1.调理电路的作用2.调理电路的设计3.其它电流和电压检测调理电路1.调理电路的作用

调理电路的作用是把检测电路输出信号进行变换，变成模数转换器(A/D)所能测量的信号。针对不同应用中特定的输入和输出，调理电路也需要针对性的设计，因此种类众多。调理电路它通常由偏置、滤波和限幅电路组成。限幅电路

限幅电路起限制信号幅度的作用，用以确保前级输出不超过模数转换器参考电压。常见的限幅电路如图所示，图中Dz为稳压管，可选取MM1Z3B3，其稳压值为3.3V，功率为500mW，R为限流电阻可选取为200Ω。当UI小于3.3V时UO=UI，电流IZ非常小（μA级别）；当UI超过3.3V时UO≈3.3V，Dz反向击穿，电流IZ突然变大，电阻R上的压降增大，只要发热功率小于500mW稳压管正常工作。图中D1和D2为二极管，可选取BTA54S，R为限流电阻可选取为200Ω，一般选取导通压降小的二极管，从而在UI超出0~3.3V的范围后二极管尽快导通实现限幅。2调理电路的设计(1)基于霍尔传感器的调理电路的设计(2)基于互感器的调理电路的设计1)交流电流测量2）交流电压测量(1)基于霍尔传感器的调理电路的设计

针对工频50Hz交流电压、交流电流或双向流动直流电流，偏置电路和滤波电路可按图设计，采用3.3V单电源供电的轨对轨运放，可省去限幅电路。下面主要叙述偏置电路和滤波电路的参数选取过程。

当变流器的开关频率选为20kHz，滤波器截止频率选取fc10kHz，C选取0.22µF电容，由式得R≈72.4Ω，实际选取68Ω标称电阻。滤波器在截止频率处的幅值增益为0.707，当输入频率远小于截止频率时，滤波器幅值增益约等于1。

偏置电路的U1端接1.5V的基准电压，令

R3=R4=R5=R6，则同相比例加法器的增益为1，其输出Uo=U1+UM=1.5+UM，(2)基于互感器的调理电路的设计--交流电流测量图

中网络Ⅰ中偏置电路的输出与输入的关系为将偏置电路的U1端接1.5V的电压，即可实现(2)基于互感器的调理电路的设计--交流电压测量

图中测量电阻R选取250欧，UM有效值不超过500mV，UM峰峰值不超过

为充分利用模数转换器的0~3V电压量程，调理电路中UM的增益应不大于选取增益为2，将偏置电路中UM增益设为2，滤波电路的增益设为1。U1端接1.5V固定的偏置电压，其输出Uo=U1+2UM=1.5+2UM。3其它电流和电压检测调理电路(1)差动检测调理电路(2)串联电阻检测调理电路的设计（1）差动检测调理电路

通过对采样电阻的电压差测量，能够测量电流，同时加1.5V偏置电压，以适应模数转换器的0~3V电压量程。运放后面接一阶低通滤波电路，同样采用3.3V单电源供电的轨对轨运放，可省去限幅电路。若IN峰峰值不超过10A的交流电流，R为20mΩ的采样电阻，则(2)串联电阻检测调理电路的设计

利用串联电阻检测调理电路如图所示，与差动检测电路结构非常类似，是同一种电路的两种不同用法。运放后面接一阶低通滤波电路，同样采用3.3V单电源供电的轨对轨运放，可省去限幅电路

可根据检测电压u1和输出电压uout的范围选取R1、R2、R3和Rf的大小。R1、R2、R3三个电阻串联在一起，是为安全起见减小单个电阻的耐压值，不一定是三个电阻，根据需要可用多个电阻串联。对于要求测量输出和待测电压隔离的场合，可以将输出电压接入到线性光耦或线性隔离放大器进行隔离。7.2光隔驱动电路设计7.2.1基于智能模块的光隔电路7.2.2基于分立开关器件的驱动和光隔电路设计7.2.1基于智能模块的光隔电路

当系统选用智能模块如美国仙童SPM、英飞凌或者三菱IPM模块时，由于模块内部集成了驱动和保护等电路，所以不用设计驱动等电路，若需要电气隔离，只需要设计隔离电路即可。由于驱动信号一般频率较高，所以隔离电路通常采用高速光耦实现，如HCPL-4661-500E、ACPL-P480和6N137等，由6N137光耦组成的隔离电路如图所示。7.2.2基于分立开关器件的驱动和光隔电路设计

当系统选用分立开关器件时，由于微处理器输出的PWM信号无法直接驱动开关器件，此时需要增加驱动电路。另外，若需要电气隔离则还需要设计隔离电路，隔离电路设计与上节相同，所以本节仅介绍驱动电路的设计。能完成驱动功能的芯片很多，例如EG2104、TPS2812和IR2010。本节主要IR2010为例进行分析。7.3保护电路设计7.3.1软件保护电路设计7.3.2硬件保护电路设计7.3.1软件保护电路设计

本节基于TI-TMS320F28335控制为例进行分析。当检测到的电流或电压超过设定的保护值时，通过DSP控制器的I/O口输出保护信号切断故障电路，从而达到保护的目的。其控制电路如图所示

由TLP521光耦的技术手册可知，输入二极管导通时：输入电流IF推荐典型值为16mA，集电极电流IC推荐典型值为1mA；当输入二极管阳极接3.3V电源，输入电流IF选取为16mA时，输入电阻计算值为集电极接12V电源，电阻7.3.2硬件保护电路设计(1)交流过压保护电路（2）直流过电压保护电路(3)交流电压过压和欠压保护电路(4)交流电流过流保护电路(1)交流过压保护电路

当交流侧电压过高时，将会造成用电设备或器件等损坏，当它超过设定值时，触发保护流程，切断用电设备从而对其保护。

交流电压经电压检测环节输出交流信号UM，通过调理电路时加1.5V偏置电压输出为UOP，UOP中不仅含有交流成分，而且含有幅度为1.5V的直流成分。如果UOP大于2.9V或小于0.1V，均视为过电压，UO输出低脉冲信号，如图，该信号可输入到微处理器以及逻辑门使能输入端或保护投切电路实现过压保护功能。（2）直流过电压保护电路

在电能变换过程中，当直流侧电压过高时，也会造成开关管（如MOSFET、IGBT）等器件损坏。因此，在实际工作中必须实时监测直流侧电压，当它超过设定值时，触发泄放电路工作，通过释放能量从而降低电压或切断电路。可采用改进型的半迟滞比较电路实现直流侧电压的监测并产生触发信号的功能。当比较器输出UO为高电平时，二极管D导通，其管压降为VD，则流过电阻R3的电流I为可算得临界电压

(3)交流电压过压和欠压保护电路

图为交流过欠压保护电路，交流输入先通过变压器降压，再经整流桥变为直流，为了UM不受负载影响，通过电阻分压后，需接电压跟随器U3，最后接入两个半迟滞比较器，比较器U1用于过压比较，比较器U2用于欠压比较，其中二极管D2的方向与D1相反，目的是在UM下降且小于设定电压时，输出UacL立即由高电平转变为低电平。图中变压器变比n=20:1，整流二极管压降设为VD=0.7V，整流输出直流电压Udc与交流输入电压有效值Uac的关系为Rf1=39kΩ，Rf2=10kΩ，跟随器输出电压UM和整流输出电压Udc的关系为跟随器输出电压UM与交流输入电压有效值Uac的关系为

当Uac变化范围设为265V至100V，可算得跟随器输出电压UM变化范围为3.54V至1.16V。通过调节Rp1将参考电压Uref1设为3.54V，通过调节Rp2将参考电压Uref2设为1.16V，即可实现过欠压保护。当Uac大于265V时，保护电路的输出信号UacH、UacL均为高电平；当Uac处于265V至100V之间时，保护电路的输出信号UacH为低电平，UacL为高电平；当Uac小于100V时，保护电路的输出信号UacH、UacL均为低电平。通过一个同或门电路，可将过压和欠压两种状态合并为一个过欠压状态，当电压处在允许范围时，同或门输出低电平，否则输出高电平。(4)交流电流过流保护电路

为交流过流保护电路，图中的uI为交流电流检测电路的输出。当发生交流过流故障时，保护电路的输出信号Uo变成高电平，触发相应的保护动作。

图中运放U1与电阻R1、R2、R3和二极管D1、D2构成精密检波电路，运放U2与电阻R4、R5、R6、R7构成加法器。精密检波电路工作原理为：

当uI<0时，接运放U1反相输入端，运放U1输出u1O>0，D1截止，D2导通，D1的导通为U1提供深度负反馈，运放反相输入端为虚地点，从虚地点经R3输出uA=0。当uI>0时，u1O>0，D1导通，D2截止，此时电路为反相比例放大电路，令R3=R2时,

uA=-uI。图中以运放U2为中心的加法器输出为令R7=R4=2R6，并考虑到uA有两种情况，可得因此以U1与U2为中心构成绝对值检测电路，也可以写做7.4辅助电源电路设计

根据电能变换系统设计要求，一般需要±15V模拟电源、1.5V基准电源、3.3V数字电源、5V光电隔离电源和12V/24V继电器电源等。在实际应用中辅助电源的型式种类繁多，本节仅介绍两种运行稳定且易于实现的电源结构。7.4.1基于三端稳压器的辅助电源系统7.4.2

基于DC/DC模块构成辅助电源系统7.4.1基于三端稳压器的辅助电源系统

通过图(b)中LM7812输出12V电压为保护电路中的继电器供电，通过LM7805输出5V电压为保护电路中的光耦供电；通过图(c)中LM7815输出15V电压为驱动电路供电、通过LM7805输出5V电压为驱动电路中的光耦供电。

通过降压工频变压器和整流滤波电路，将220V交流电转变为直流电。通过图(a)中的LM7815/7915产生±15V电压为检测调理电路供电，通过LM7805、AMS1117输出5V、3.3V电压为DSP28335及外围电路供电，通过电压基准芯片输出1.5V用于偏置电路。

(a)TLV431A电路图(b)ISL21010电路图(c)REF2030AIDDCR电路图7.42基于DC/DC模块构成辅助电源系统

通过开关电源将220V交流电转变为24V直流电。隔离型模块24D15将24V转化为±15V电压为检测调理电路供电。通过隔离型模块24S05输出5V电压为TMS320F28335及其外围电路供电、通过电压基准芯片输出1.5V用于偏置电路。通过隔离型模块24S12输出12V电压为保护电路中的继电器供电、通过非隔离型DC/DC模块5输出5V电压为保护电路中的光耦电路供电。通过隔离型模块24S15输出15V电压为驱动电路供电、通过非隔离型DC/DC模块6输出5V电压为驱动电路中的光耦供电。第8章电能变换的其它应用第8章电能变换的其它应用8.1静止无功发生器8.2有源电力滤波器8.3动态电压恢复器8.4有源功率因数校正器8.5统一电能质量调节器UPQC8.1静止无功发生器在电力系统中，由于感性负载的普遍存在，所以电网中含有大量的感性无功功率。无功功率会导致用供电线路的总电流变大，使供电系统损耗增加；造成发电、输配电设备的利用率降低；供电系统输电线路的电压降变大，导致用户端电压降低；

如果大容量无功负荷突然加到电网中，则会对电网形成冲击，使电网电压大幅波动，严重影响供电质量。无功补偿技术的发展主要经历了四个不同的阶段：同步调相机；开关投切固定电容；静止无功补偿器(StaticVarCompensator-SVC)；今天令人瞩目的静止无功发生器(SVG)。

同步调相机响应速度慢、噪音高和损耗大，其技术陈旧，属于淘汰的技术。开关投切固定电容也存在响应慢，且连续可控能力差等缺点。静止无功补偿器(SVC)是目前相对先进实用的技术，在输配电系统中得到了广泛应用。根据结构原理的不同，SVC技术又分为：饱和电抗器型(SaturatedReactor-SR)、晶闸管相控电抗器型(ThyristorControlledReactor-TCR)、晶闸管投切电容器型(ThyristorSwitchedCapacitor-TSC)和具有TCR和TSC的混合型静止无功补偿器等。随着电力电子技术，特别是大功率可关断器件技术的发展和日益完善，国内外还在研制、开发一种更为先进的静止无功补偿装置—静止无功功率发生装置(SVG)。在国外SVG的理论研究起步较早，目前已步入工业化应用阶段。另一方面，SVG的工业化应用对理论研究起了非常大的推动作用，新的理论研究成果也在不断出现。本节主要分析SVG系统的工作原理、分类、结构、系统建模及仿真，无功指令信号的检测和控制策略等。最后，给出了SVG滞环控制的DSP程序。8.1静止无功发生器8.1.1静止无功发生器的工作原理及系统组成8.1.2静止无功发生器的检测算法8.1.3静止无功发生器的控制策略8.1.4静止无功发生器仿真8.1.1静止无功发生器的工作原理及系统组成1.SVG工作原理及分类

2.SVG系统组成

1.SVG工作原理及分类SVG的主电路结构主要有两大类：电压型桥式电路和电流型桥式电路。电压型桥式电路的直流侧是一个电容，它能够给变流器提供稳定的直流电压，其直流侧等效为一个恒压源。因此，称此类电路为电压型桥式电路。对电压型桥式电路，需要在交流侧串联上电抗器才能并联到电网上，如图所示。而电流型桥式电路的直流侧是一个电感，能够为变流器提供稳定的电流，其直流侧可等效为一个恒流源，因此，称为电流型桥式电路。对于电流型桥式电路，若要并网，则需要在交流侧并联上电容器用来吸收换相产生的过电压，如图所示。实际上,

由于运行效率的原因

,

迄今投入实用的

SVG

大都采用电压型桥式电路。电压型桥式的主电路主要由直流侧电容、三相变流器和输出滤波器（或耦合变压器）组成。直流侧电容的主要作用是为SVG装置提供一个稳定的直流工作电压。本节以电压型三相三线制结构为例进行分析，即直流侧电压中点与电网中性点没有连接。在5.1节PWM变流器原理中有过介绍，当U端点运行在不同象限时，PWM变流器可以工作在整流、逆变、感性、阻性和容性状态。为了进一步分析，可用如图所示的单相等效电路图来说明SVG的工作原理。电压型SVG单相等效电路及工作原理。SVG可以等效地被视为一个可控的交流电压源，其频率与电网相同，相位与电网电压相差90°，幅值可根据需要补偿的无功电流的大小进行调整。SVG装置通过电感与电网相连。当SVG输出电压幅值超过电网电压幅值时，电感上的电压会与电网电压反相，根据电感的电流滞后电压90°的性质，可以得到超前于电网电压的电流，这时，SVG发出容性电流；同理，当SVG输出电压幅值小于电网电压幅值时，电感上的电压会与电网电压同相，根据电感的电流滞后电压90°的性质，可以得到滞后于电网电压的电流，这时，SVG发出感性电流。可以看出，改变SVG输出电压的大小，就可以使SVG发出感性或容性电流，从而可以达到补偿感性或容性无功负载的要求。2.SVG系统组成SVG系统采用的是电压型桥式电路结构，它主要由主电路、检测调理电路、DSP控制器、光电隔离电路和驱动电路组成。主电路包括直流侧电容、变流器和输出滤波电路组成。检测调理电路包括直流电压、负载电流、SVG输出电流和电网电压检测调理电路组成。控制器件选用DSP，变流器采用IGBT；其工作过程为对负载电流、SVG输出电流、电网电压、直流侧电容电压进行检测，检测到的信号经过调理电路之后，送到控制器里进行运算处理，然后产生的PWM波信号经光电隔离电路和驱动电路送到变流器来驱动IGBT，从而控制IGBT的导通与关断，产生无功补偿信号。其中检测调理电路等的设计可参照1.4节的相关内容。本节主要分析主电路参数的确定。(1)SVG容量计算如果忽略SVG装置的内部损耗，则SVG装置的容量可用下式表示：式中，Q是SVG装置的输出容量(VA)；ES是电网相电压有效值(V)；UI是SVG装置桥式变流器输出相电压的有效值(V)；X是SVG装置输出连接电感的电抗值(Ω)。(2)SVG电路参数选取

为了在实际应用中使SVG系统既能满足性能要求，又能降低成本，需要对主电路的开关器件进行合理选择。SVG实际是工作阻感或阻容状态下的PWM变流器，其电路参数的选择可参考第5章的内容。8.1.2静止无功发生器的检测算法1．基于坐标变换的ip-iq检测算法2．数字低通滤波器参数的选取1．基于坐标变换的ip-iq检测算法基于坐标变换的瞬时无功理论信号检测主要有p-q法和ip-iq法两种。其中p-q法检测原理框图如图所示。

由于在ip-iq检测法中，只需要检测电网电压的相位信息，即使电网电压发生畸变，对检测结果的影响不大。所以在电网电压发生畸变时，ip-iq检测法检测精度更高，在实际中用更为广泛。2．数字低通滤波器参数的选取不论是p-q法还是ip-iq法，在检测负载电流的基波无功电流时，因为经过坐标变换得到的直流量中均含有高次谐波电流，所以需要将坐标变换后的结果经过低通滤波器(LowPassFilter-LPF)进行滤波之后，才能得到准确的基波无功电流。目前，坐标变换以及低通滤波都是在数字信号处理器(DSP)或FPGA中完成的。为了编写程序代码需要研究低通滤波器的数字实现方法。利用SignalProcessing工具箱中的DigitalFilterDesign工具比较简单方便，很容易根据期望阶数的期望频率特性得到数字滤波器离散化传递函数中的参数。采样频率：fs=12800Hz通频带截止频率：fc=30Hz把上述设计参数代入到DigitalFilterDesign中，响应类型(Responsetype)选Lownpass，设计方法(DesignMethod)选IIR(Butterworth)，如图所示。设计完成后，输出参数如下：SOSMatrix：[1211-1.979174727310090.979389350028798]Scalevalues：[5.36556796777882e-005;1]将以上相关参数代入式式中，b0=5.36556796777882e-005，b1=2b0，b2=b0，a0=1，a1=-1.97917472731009，a2=0.979389350028798。差分方程8.1.3静止无功发生器的控制策略

从控制方法上看，SVG系统的控制和PWM型变流器类似，有直接和间接电流控制两种方法。直接电流控制法就是将SVG系统等效成一个可控的交流电流源。而间接电流控制法就是将SVG系统等效成一个可控的交流电压源。间接电流控制法是通过控制三相变流器输出电压的幅值和相位来实现的。

另外，直流侧电压由于实时补偿电流的变动和系统损耗的产生，不能保持在一个稳定值。为了使直流侧电压保持稳定，需要直流侧从电网吸收有功电流。这个有功电流可由以下方法实现，通过直流侧电压给定值和实际反馈值进行比较，两者之差经PI调节得到调节信号，将这个分量作为瞬时有功电流的直流分量，经反变换后使交流测得电流中含有有功电流分量，这样就能实现交流侧和直流侧能量交换，将直流侧电容电压Udc调节至给定值，从而保持直流侧电压的稳定。8.1.3静止无功发生器的控制策略1.调制法控制策略2.三角波比较控制3.滞环控制1.调制法控制策略2.三角波比较控制SVG三角波比较控制策略如图所示，其中有功和无功指令电流的获取如同上节一样，直流侧电容电压的给定信号，其与反馈信号比较后，经PI调节产生的有功指令电流信号。利用基于坐标变换获取无功电流指令信号。将变换后的实际电流与指令电流做差进行PI调节，再反变换后与三角波比较，产生PWM信号驱动变流器，使输出信号跟随指令信号变化，达到补偿无功电流的目的。3.滞环控制SVG滞环控制法如图所示，其指令电流的产生同上，滞环控制法是将指令电流与实际反馈的电流做差与设定的环宽进行比较，产生PWM信号驱动变流器使输出信号跟随指令信号变化，达到补偿无功电流的目的。8.1.4静止无功发生器仿真

为了验证滞环控制策略在三相三线制SVG系统中的使用，设系统中电网相电压有效值为220V，负载为8mH电感和2.5Ω电阻串联，负载功率因数约为0.5，补偿电流峰值为62A，设计滞环环宽为5A，开关频率为10kHz，直流侧电压为665V，连接电感L为1.47mH。8.2有源电力滤波器在现代工业生产过程中，为了提高系统的稳定性和效率，越来越多的电力电子变流器等精密设备被应用到生活和生产的各个方面，一方面这些设备对电能质量的要求也越来越高，另一方面这些装置的使用会向公用电网中注入大量的谐波电流，使电网中的电压和电流波形发生畸变，污染了公用电网，降低了电能质量。对电力公司来说这样就会增加输变电设备的容量、传输线路的损耗和电压调节设备的数量；使电容器组、电动机、变压器发热，甚至发生事故；还会使发电机的铜耗、铁耗增加，使电能的生产、传输和利用效率降低。对用户来说，它会造成保护系统和控制电路的误动作，影响了用户设备运行的安全性和稳定性；干扰通信线路，降低通信质量，严重时可造成通信系统无法正常工作。8.2有源电力滤波器由谐波引起的故障、事故时有发生，造成的危害也越来越严重，电网谐波畸变问题越来越引起人们的关注。谐波源有很多种，所有非线性的设备和元件都会产生谐波。因为当正弦波形电压施加到非线性设备上时产生的电流是非正弦的；正弦波形的电流经过非线性设备时产生的电压也是非正弦的。常见的谐波源有以下几种，第一：变压器、旋转电机、电弧炉等传统的非线性设备；第二：电力电子非线性设备，包括开关电源、变频器、变流器和荧光灯等；8.2有源电力滤波器解决谐波问题有两种方法：一是主动抑制谐波思路，改造产生谐波的用电设备，使其不再产生或减少谐波的产生，比如对于治理非线性整流设备产生的谐波可采用第5章讲述的PWM变流器，和本章第4节将要讲述的有源功率因数校正电路等来抑制谐波的产生。二是被动抑制谐波，即安装谐波补偿装置，比如有源电力滤波器。有源电力滤波器(APF)目前被认为是最有效的谐波治理方法之一。APF是一种用于动态抑制谐波的新型电力电子装置，它能对大小和频率都变化的谐波进行补偿，其应用可克服LC滤波器等传统的谐波抑制方法的缺点。在有源电力滤波器当中谐波电流检测和电流跟踪控制是影响有源电力滤波器性能的两个关键环节。并随着各种理论的不断发展和应用，APF的性能也有了很大的改善，也慢慢的在电能质量的改善方面起到了越来越大的作用。8.2.1有源电力滤波器的工作原理及系统组成8.2.2有源电力滤波器的指令电流检测算法8.2.3有源电力滤波器的控制策略8.2.4有源电力滤波器仿真8.2有源电力滤波器8.2.1有源电力滤波器的工作原理及系统组成

1．APF原理及分类2．APF系统组成1．APF原理及分类APF是一种能动态抑制谐波的装置，其克服了传统无源滤波器(PassivePowerFilter-PPF)的缺点，能够取得比PPF更好的补偿效果。APF的基本原理是检测补偿对象的电压和电流，通过指令电流运算电路计算出补偿电流的指令信号，根据指令信号结合相应的控制方法产生PWM信号驱动主电路PWM变流器中的6个开关器件后得到补偿电流，补偿电流抵消掉谐波电流，从而消除谐波使其不能流入电网。由上述可知APF主要有指令电流运算电路、电流跟踪控制电路、驱动电路及主电路组成。1．APF原理及分类(1)能够对频率和大小都在变化的谐波进行补偿，响应快；(2)能同时补偿谐波电流和负序电流，也可以分别单独补偿；(3)公用电网参数的变化对APF的补偿效果影响较小；(4)可以跟踪公用电网周期的变化；(5)理想情况下，补偿谐波时APF直流侧储能元件的容量不大；(6)APF不会发生过载，可根据软件的设定提供补偿电流或者电压。根据应用场合区分，APF可分为有源交流滤波器和有源直流滤波器；根据直流侧储能元件区分，APF可分为电流型APF和电压型APF；根据连接电网的方式区分，APF可分为串联型APF、并联型APF和串并联混合型APF。(a)单独使用的并联型APF

(b)单独使用的串联型APF

(a)并联APF+并联LC的HAPF

(b)串联APF+并联LC的HAPF2．APF系统组成(1)APF容量计算及主电路开关器件的选取

(2)直流侧电容选取

(3)交流侧连接电感选取并联型有源电力滤波器主要由两部分组成，即指令检测调理电路和电流补偿电路。指令指令检测调理电路电路包括负载电流检测电路、调理电路；其电流补偿电路包括DSP、驱动电路、功率变流器、交流侧连接电感等部分组成。(1)APF容量计算及主电路开关器件的选取并联型APF的容量由公式确定：

式

中，E是APF交流侧相电压的有效值(V)；Ic是APF输出的谐波补偿电流的有效值(A)。由此可知APF的容量和谐波补偿电流的大小相关，跟补偿对象的容量和补偿的目标相关。(1)APF容量计算及主电路开关器件的选取为了在实际应用中使APF系统既能满足性能要求，又能降低成本，需要对主电路的开关器件进行合理选择。和SVG一样，其选取主要涉及到器件的耐压等级、额定电流和工作频率等参数，开关器件的耐压等级的选择取决于APF装置的电路拓扑结构和直流侧母线电压Udc。对于两电平的桥式电路而言，IGBT承受的最大电压为直流侧母线电压Udc。一般要留一定的电压裕量；IGBT器件的额定电流取决于APF装置的补偿电流峰值Icmax，也要留一定的电流裕量，以满足APF装置的安全运行要求。开关频率的高低会影响到系统的性能和损耗，开关频率越高补偿性能越好，但损耗越大。在实际中可根据系统的要求进行选取。并联型APF的容量

式中，E是APF交流侧相电压的有效值(V)；Ic是APF输出的谐波补偿电流的有效值(A)。

正常工作时，APF输出的补偿电流应该能实时准确地跟随负载谐波指令电流的变化。忽略线路的阻抗，对a相输出补偿电流分析后可以得到式中，S是开关系数，取1/3或者2/3

并联型APF输出补偿电流的变化率，其值应该大于或等于负载电流的变化率，这样APF输出的补偿电流才能够实时准确地跟踪变化的负载谐波指令电流

假设ica>ica*，ica*是a相补偿电流的指令值，PWM变流器a相的上桥臂开关应关断，下桥臂开关应导通，此时S等于1/3，公式可写为为了使APF的补偿电流ica能够跟踪电流指令值ica*，此时ica应该减小可以得到考虑到电网电压最大值时也能顺利补偿，则有APF的直流侧电压值应该大于APF与电网连接点相电压峰值的3倍。在此基础之上，直流侧Udc越大，APF输出的补偿电流的跟随性能越好。但是Udc越大，对开关器件的耐压要求也就越高，实际应用中应根据系统的需要综合考虑。(2)直流侧电容选取在实际运行时，APF很难把直流侧Udc控制在恒定值。因为APF会从电网吸收或者释放有功功率：APF吸收有功功率时，直流侧Udc会升高；当APF释放有功功率时，直流侧Udc则会降低；此外变流器电路本身存在的开关损耗和其它损耗也会使直流侧Udc降低。如果电容器的电容值过小，APF直流侧Udc的波动就会变大，影响APF的补偿性能；如果电容器的电容值太大，APF直流侧Udc的动态响应会变慢，系统的成本也会增加。对于APF系统直流侧电容的选取可参照7.1节SVG的直流侧电容的选取的相关内容。(3)交流侧连接电感选取正常工作时，APF的补偿性能受实际谐波补偿电流对谐波指令电流的跟踪能力的影响，如果实际输出的谐波补偿电流不能实时准确的跟踪谐波指令电流变化，APF的动态补偿性能就会受到严重的影响。并联型APF通过串接电感方式接入电网，输出电感值的选取影响着APF输出谐波补偿电流的变化率，因此电感值的选取需要能够保证APF输出的谐波补偿电流具有跟随谐波指令电流最大变化率的能力。电感值不能太大，否则谐波补偿电流的变化率会变低而影响APF的动态补偿性能，还会增加系统的成本；电感值过小时，谐波补偿电流的变化速率太快，相对于期望的谐波补偿电流，APF实际输出的谐波补偿电流会有较大的超调。要使APF实际输出的谐波补偿电流能跟随谐波指令电流的变化，则在每一个调制周期内谐波补偿电流的斜率应该比谐波指令电流的斜率大。当APF长时间工作的时候，电网相电压ea的平均作用为0，Sa的均值为4/9，则a相可另写为：采用三角波比较控制方式时，为了使误差信号在每个指令周期内都和三角载波信号有交点，APF输出谐波补偿电流的最大斜率要小于三角载波的斜率。设三角载波的斜率，Uc是三角载波的幅值(V)，f是三角载波的频率(Hz)，则有：

由谐波补偿电流的斜率应大于谐波指令电流的斜率可得：ω是谐波指令电流的角频率(rad/s)；是谐波指令电流的幅值(A)。采用三角波比较控制方式时，电感值L的取值范围为：

8.2.2有源电力滤波器的指令电流检测算法目前指令电流检测方法有基于频域分析的模拟带通或带阻滤波器检测法、基于神经网络的自适应电流检测法、基于傅里叶变换的谐波检测算法和基于坐标变换谐波电流的瞬时值检测法，他们各有特点本节着重讨论基于坐标变换的谐波电流检测方法，并对该方法的原理进行分析同SVG检测无功电流类似，APF基于坐标变换谐波电流的检测方法主要采用ip-iq瞬时值检测法。与SVG中的ip-iq检测算法不同的是不必断开通道，直接进行反变换得到基波电流iaf、ibf和icf，将基波分量分别和相应的被检测电流相减就可以得到相应的谐波指令电流iah、ibh和ich，如图8.2.3有源电力滤波器的控制策略有源电力滤波器的控制策略与静止无功发生器(SVG)类似，目前在实际中采用较多的主要有滞环控制和三角波比较控制，这里选用三角波比较控制策略为例进行分析。三角波比较控制原理图。该方法不直接把电流指令信号和三角载波信号比较，而是先把谐波补偿电流的实际值与谐波电流指令值的偏差做PI调节，然后PI控制器的输出信号和三角载波做比较，将得到的矩形脉冲作为PWM变流器的控制信号，进而可以使变流器实际输出的谐波补偿电流能够准确实时的跟踪谐波指令电流信号的变化。三角载波控制的优点是PWM变流器中6个开关器件的开关频率是固定的，动态响应好，实现简单。缺点是PWM变流器中6个开关器件一直处于高频工作状态，输出的谐波补偿电流波形中含有与三角载波同频率的高频谐波分量，开关损耗大。8.2.4有源电力滤波器仿真

仿真模型中电路的参数如下：三相电网线电压为400V，频率为50Hz，直流侧电容为4700µF，直流侧电压设定值为900V，交流侧连接电感设定值根据不同控制方式确定，负载为典型的三相桥式不可控整流装置。低通滤波器选择二阶巴特沃斯滤波器，截止频率为20Hz。仿真图中有3个封装模块，分别如图所示：Subsystem0是指令电流检测模块，Subsystem1是三角波比较模块，Subsystem2是IGBT变流器以及LC滤波模块。8.3动态电压恢复器随着工业现代化的发展，越来越多的非线性负荷和冲击性负荷应用到生活中，使得电能质量的问题日益严重；另一方面随着计算机技术的广泛应用，越来越多的生产过程和流水线依赖于对电能质量十分敏感的微处理器芯片，使得用户对电能质量的要求越来越高。电压偏差、频率偏差、电压波动与闪变、三相不平衡、波形畸变、电压暂降或突升，供电连续性等等都是电能的质量问题，其中由电压暂降问题引起的用户投诉占整个电能质量问题投诉数量的80%左右。动态电压恢复器(DVR)是一种较晚出现的串联型补偿电压装置，能有效解决用户端电压暂降问题。1988年N.G.Hingorani博士提出了CustomPower即用户电力技术的概念，其后近10年时间内基于VSI(VoltageSourceInverter)的电能质量控制技术得到了迅速发展，使DVR的理论及实践基础被建立。1996年8月，第1台工业应用的DVR是西屋公司为美国电科院研制的，并安装在Duke电力公司的12.47kV系统上，装置容量为2MVA，主要用于抑制纺织厂供应电压的骤升和骤降。随后ABB、西门子等公司也相继开发出各自的相关产品来保证敏感负荷对电压质量的要求。目前，DVR得到了广泛的应用，美国的OrianRugs、澳大利亚的BonlacFoods和英国的CaledonianPaper等公司的供电网络中都使用了DVR。动态电压恢复器是带有储能装置的串联补偿设备。当系统电压受到干扰，造成负荷侧电压短时跌落(几个周波至几十个周波)，而DVR在短时间内产生补偿电压，抵消系统电压所受干扰，使负荷侧电压感受不到扰动，保证了敏感负荷的安全可靠运行。动态电压恢复器响应速度快，可以保证负荷侧电压波形为标准正弦，消除电压谐波和电压波动与闪变等对负载的影响。本节主要分析DVR的工作原理、分类、结构、系统建模仿真、检测算法、控制策略等。最后，给出了基于DSP控制的串联型DVR主要例程。8.3动态电压恢复器8.3.1动态电压恢复器的工作原理及分类8.3.2动态电压恢复器的检测算法8.3.3动态电压恢复器的补偿策略8.3.4动态电压恢复器系统组成及主要参数的确定8.3.5动态电压恢复器仿真8.3.1动态电压恢复器的工作原理及分类现有DVR的拓扑结构很多，我们可以按照不同的方式来对DVR分类。根据应用场合的不同，DVR可分为中压DVR和低压DVR。中压DVR主要应用于三相三线制的电路中，而低压DVR主要应用于三相四相制电路中。对于不平衡电压暂降问题，中压DVR只需补偿正序和负序电压，而低压DVR还需要额外补偿零序电压。根据变流器结构不同，DVR可以分为由三个单相变流器组成的DVR和由单个三相全桥变流器组成的DVR。由三个单相变流器组成的DVR其每相输出的补偿电压完全独立，可向电路补偿正序、零序和负序电压分量。其中由三个单相变流器组成的DVR，按结构组成的不同又可分为两电平半桥、两电平全桥和三电平半桥的DVR等。(a)两电平半桥(b)两电平全桥(c)三电平半桥(d)三电平全桥按DVR的接入电网方式的不同，DVR还可分为有串联变压器型和无串联变压器型。

有串联变压器DVR可以通过调整变压器的变比，从而调整直流侧电压等级，达到优化参数提高系统性价比的作用；

此外，变压器还起到隔离变流器和电网的作用。无串联变压器DVR通常应用在低压系统中，使用功率器件直接串联在电路中，需要复杂的缓冲电路和驱动电路。有串联变压器型DVR无串联变压器型DVR

DVR首先通过检测电网供电电压es，然后经过数字信号处理系统，根据一定的补偿策略生成指令信号，来控制变流器的输出电压uw。该电压经滤波器和串联补偿变压器后产生补偿电压uc叠加到电网和负载之间，从而可以动态地补偿跌落的电网电压，使负载电压保持不变。DVR装置中补偿变压器的次级线圈串联在输电线路上，补偿变压器的初级线圈通过滤波器和变流器相连。滤波器主要用于滤除变流器开关频率附近的高次谐波。8.3.2动态电压恢复器检测算法DVR对电压检测的实时性要求很高，这就要求所提供的电压检测方法能快速准确的检测出电压的变化，关键是要检测出电压变化的起始时刻，幅值和随之会出现的相角变化。目前这方面的研究比较多，主要方法有电压有效值法、峰值电压法、傅立叶法、小波变换法、状态空间矩阵法和瞬时无功电压dq变换法。下面分别两种检测方法。8.3.2动态电压恢复器检测算法1.电压有效值法（均方根值法）2.基于坐标变换检测法1.电压有效值法（均方根值法）电压有效值法是利用时域一个周期数字均方根的运算来实现。为了实时检测电压有效值骤变，实际中常采用一个周期数据序列的滑动平均计算。N是每周期的采样次数，ui是时间域采样电压值。为了加速检测过程，可取半个周期的采样数据量进行滑动平均处理。但此方法只能取半个周期整数倍的采样数据，否则将受到频移振荡分量影响。该方法只注重对电压幅值的监测，且至少需要半个周期的历史数据，将引起一定的时延，因此它不能准确地给出电压骤降的起止时刻，更不能反映电压骤降时可能出现的相角跳变和三相不对称等。2.基于坐标变换检测法

该方法是目前DVR中常采用的算法，很多其它算法也是在其基础上的改进。其基本原理是对abc三相电压进行坐标变换，将abc坐标系下的三相电压转换成dq0坐标系下的相应分量，参考图1.3-3即综上所述，检测方法应根据不同的应用场合来合理选择。均方根值法相对较简单，适用于实时性要求较低的场合；峰值电压法和基波分量法的准确性和实时性较差；基于瞬时无功理论坐标变换的方法更加灵活，精度更高，并且能更方便地用于补偿电压的产生，因此得到了最广泛的应用。小结8.3.3动态电压恢复器的补偿策略电压补偿能力是指装置能提供的最大补偿电压，其大小将直接影响装置的成本。如何在不提高装置容量的前提下获得最大的补偿范围是提高经济性的另一重要内容。下面介绍几种常见的补偿策略。1．完全补偿

2．同相位电压补偿

3．最小能量补偿1．完全补偿系统发生电压突变时，通常电压幅值的减小伴随着电压相位的改变。为了能使得电压恢复到突变前的状况，一般考虑向系统补偿突变前后的电压差值，使补偿后电压和突变前电压保持一致。这就是完全补偿的思想。这种方法的优点是补偿后电压的幅值、相位和补偿前完全一致。完全补偿示意图如图所示

但当突变幅值过大或相角偏移过大时，完全补偿很难实现，并且通常负荷都有一定的抗幅值和相位扰动的能力，没有必要进行完全电压补偿。此外，由于故障后的电网电压可能依然不会恢复到故障前的状态，此时完全补偿在理论上无法实现，同时其经济性也较差，实际中很少采用。2．同相位电压补偿同相位电压补偿策略输出的补偿电压与电网电压同相位，只能进行幅值的补偿，不能补偿相角变化。同相位电压补偿策略的优点是补偿一定的电压突变所需的电压幅值最小，实现简单，补偿速度快，DVR串联侧容量较小，当DVR容量一定时，可输出的补偿的电压范围最大，因此，在对相位波动不敏感的场合应用广泛。其缺点是由于突变电压相位的偏差，使补偿后电压会出现电压的不连续。

同相位补偿示意图3．最小能量补偿由于DVR的蓄能装置提供的能量有限，可以采用注入超前电网电压的方法，减少有功交换，因而这类方式也称为相位超前法。此方法能最大限度的利用储能设备，使补偿器提供的有功功率最小化，实现电网提供的有功功率最大化，使电网的功率因数增加，补偿器的功率因数减少。对于储能容量固定的DVR，注入能量的减少意味着补偿时间和范围的增加。然而注入超前相位的电压需要更大的注入电压，且由此带来的电压相移也可能导致电压波形不连续、过零点不准确和负荷功率摆动等问题。最小能量补偿示意图3．最小能量补偿Up、U1分别为补偿前后负载端电压相量幅值，Usag是跌落后电网电压相量幅值；Ip、I分别为补偿前后的电流相量幅值；δ为Usag跳变角；φ为功率因数角；UDVR为采用最小能量补偿方式时DVR的注入电压相量幅值。如采用传统的补偿方法，需将Usag补偿到Uo，补偿前Usag和IP之间的夹角为θ=φ+δ。而采用最小能量补偿策略，只需把跌落后负荷端电压相量幅值补偿到跌落前水平，其相位可以改变，补偿后Usag和I之间的夹角θ′=φ+δ-α。由图可看出，θ>θ′，UsagIcosθ<UsagIcosθ′，与传统方式比较采用最小能量补偿方式系统提供的有功功率更多，即DVR提供有功功率更少。延长了补偿时间，降低了设备的容量和造价。表给出了三种补偿方法的优缺点和适应性比较。8.3.4动态电压恢复器主要参数的确定根据DVR的工作原理我们可以设计出动态电压恢复器的系统框图，如图所示。电压检测模块1检测电网电压，经调理电路的偏置和滤波后电压信号到达DSP微处理器。若检测到的电网电压等于给定值，则DSP不会产生指令信号，反之，DSP微处理器会产生指令信号，信号经光电隔离电路隔离，经驱动电路放大后控制变流器的输出电压。电压检测模块3检测滤波以后的电压，将此信号经调理电路也送入DSP微处理器，电网跌落电压值与补偿电压值比较，并进行PI调节，进一步减小输出的误差，提高补偿精度。电压检测模块3检测直流侧电压，主要用于保护功能。动态电压恢复器系统框图

1．不同补偿策略下DVR容量的确定(1)完全补偿策略(2)同相位补偿策略(3)最小能量补偿策略(1)完全补偿策略

为了便于分析DVR的工作状态，可将其等效为一个受控电压源，DVR单相等效电路如图所示如果忽略电网的线路阻抗和DVR的自身阻抗，可以得到：

当电网电压和负载额定电压相等时，DVR不补偿；当电网电压发生跌落时，DVR产生补偿电压，使负载端电压保持不变。DVR装置的容量要根据补偿对象进行选取。如果负载的额定工作电流为IL，需要补偿的电压为Uc，则装置的容量为：

可知对于同一敏感负荷，DVR容量主要由Uc确定。当DVR的补偿策略不同时，Uc不同。因此，可根据不同补偿策略确定DVR容量。(1)完全补偿策略完全补偿是将负载电压的幅值和相位完全恢复为正常时的状态。完全补偿向量图如图所示。U′L为补偿后负载两端的电压，Usag为发生跌落后电网电压，Uc为补偿电压，φ为待补偿负载的功率因数角。假设负载为感性，U′L与补偿前负载两端的电压UL完全一致。DVR的容量S为α为DVR的功率因数角，由补偿策略决定。完全补偿策略下，功率因数角α为补偿电压Uc的相角。Uc可以用UL′和Usag表示β为补偿后负载两端的电压U′L与跌落后电网电压Usag的夹角。因为在完全补偿策略中，UL与U′L完全一致，所以β就等同于跳变角（即跌落前的电网电压与跌落后的电网电压的夹角）。通过统计导致电网电压发生跌落的各事故频率，取最高频率事故的数据，可得到事故发生时的跳变角和跌落电压的幅值ΔU。计算DVR的容量S时，应选取Uc为频率最高事故的补偿电压值，故DVR的容量就可以确定了(2)同相位补偿策略

同相位电压补偿的补偿电压与瞬时电压同相位，只能进行幅值的补偿，不能补偿相角变化，其补偿向量图如图所示。在图中，U′L与Usag相位相同，假设负载为感性，因负载不变则阻抗角φ不变，可以看出，DVR的功率因数角α等于负载阻抗角φ。可以确定同相位补偿策略的DVR容量和有功功率P。

(3)最小能量补偿策略最小能量补偿能最大限度的利用储能设备，通过检测电压变化的不同情况，使补偿器提供的有功功率Uccosα最小，实现电网提供的有功功率最大，使电网的功率因数增加，补偿器的功率因数减少。定义以原点O为圆心，Usag为半径作圆，与U′L和I′L分别相交于点A和B，从U′L的终点向I′L作垂线，与I'L所在向量方向相交于点C。由图可知，当角β等于阻抗角φ（情况1）时，Uccosα最小，达到最小能量补偿；此时Usag与I′L同相，电网达到单位功率因数。当点B与点C重合（情况2）时，DVR可达到单位功率因数下零有功输入。分析情况1，如图8-39(b)可知角α和Uc幅值为故在最小能量补偿策略下DVR的单相容量S和有功功率P为情况1的补偿因子k为分析情况2，可知角α=90°，Uc幅值为：在此特殊情况下DVR的单相容量S和有功功率P为：2．DVR主电路的参数确定(1)直流侧电容的选取(2)变流开关器件的选取(3)滤波电路的参数设计

(4)补偿变压器参数的确定

(1)直流侧电容的选取DVR可采用的直流储能系统有：蓄电池、超级电容、超导储能装置以及飞轮储能装置。以上装置补偿时间有限，在实际中经常选取不可控整流器作为直流电源提供能量，它可以不受时间的限制为DVR提供能量。直流侧采用整流器作为直流电源时，交直流侧电压的关系如式所示。Us为电网电压；当电网发生电压跌落时，Us等于Usag。直流侧电容C的容值由补偿系统的有功功率P确定。当系统电压发生突变时,引起DVR主电路传递的有功和损耗都将发生变化,导致直流侧电压也将发生波动。因此,必须选取合适的电容来将直流侧电压波动维持在限定的范围内。(2)变流开关器件的选取由8.1和8.2节的内容分析可知，选取变流器型号的关键是确定直流侧的额定电压、额定电流、开关频率等参数。变流器额定电压根据直流侧电压的大小，变流器额定电流根据不同补偿策略确定的容量S进行选取，实际选取时要留有一定的余量；开关频率的高低不仅影响补偿性能优劣而且影响IGBT的损耗大小。(3)滤波电路的参数设计LC滤波器用于滤除变流器产生的高频开关噪声。滤波电感L和滤波电容C的值越大滤波效果越好，但若L、C取值较大，造成装置体积增大，且使系统响应速度变慢，跟踪性能变差，影响补偿效果。DVR滤波器的参数设计原则是使变流器输出的基波电压衰减最小，同时使其它高次谐波得到最大程度地衰减。因此我们采用最佳阻抗匹配法，确定电感值，使基波衰减最小。图虚线框内为串联补偿变压器的“T”型简化电路。滤波电路阻抗匹配分析从图分析可知，5、6端的等效阻抗为Z，假设变压器为理想变压器，则3、4两端的等效阻抗为n2Z，阻抗匹配条件下LC滤波后基波电压不衰减：当截止频率ω0为时，则：继而可得，可见滤波电感值L与变压器变比n的平方成正比，电容值C与变压器变比n的平方成反比。因此确定滤波电路时要考虑补偿变压器的变比值。2)电感设计电感的设计有多种方法，为使电感线圈在满足性能要求的情况下，降低成本、减小体积，采用最小体积作为优化目标进行设计。具体的设计方法参见第6章内容。(4)补偿变压器参数的确定1)变压器连接方式

变压器三角形接法，如图三角形接法中，DVR变流器交流侧输出的相电压UPC为：在星形接法中，DVR变流器交流侧输出的相电压UPC为：

n为补偿变压器的变比，Uc为位补偿电压。2)变压器变比的确定：变压器一方面将DVR串入负载电路，补偿电网电压跌落；另一方面，它又使DVR与负载电路相隔离。除此之外，它还起到变换参数的作用。如果变压器变比为n:1时(假定串联在系统中的一边为变压器的副边)，当n大于1时，DVR的电流为负载电路电流的n分之一，从而降低对开关器件的电流要求。但是，逆变器需要产生的补偿电压增大为系统电压跌落的n倍，这就会使DVR直流侧电压也相应增高，从而使器件承受的电压增高。当n小于1时，情况则相反。

因此，可结合系统电压跌落的情况，对变压器变比进行选择。如果结合变压器的等效模型，一般选择n大于等于1，可以有较好的补偿效果变流器能输出的最大补偿相电压Upc为(当采用SPWM时三相系统)

式中，m为当采用SPWM控制方法时的调制度；Udc为变流器直流侧电压。若电网的最大波动的百分比d，若按同相位补偿则有式中，UL是负载电压。由以上两式可得变压器的变比为

上述分析是在忽略变流器开关损耗、变压器损耗以及阻抗压降等理想情况下得出的。考虑上述因素的影响在实际选择补偿变压器时应留有一定余量。3)阻抗压降的确定

根据图可得变压器的阻抗压降为：为维持负荷侧电压稳定，需尽量降低注入变压器的阻抗压降。可根据控制算法和电压THD（TotalHarmonicDistortion）限值及电压波动率确定。4)损耗计算变压器损耗的确定同十年变电成本C有关：

式(5-68)中，C0为变压器售价（元）；p为年利率；T0为空载损耗运行等效时间(h)；P0为空载损耗(W)；Tk为负载等效运行时间(h)；Pk为负载损耗(W)；e为每度电费（元）。对于普通电力变压器来说，只要通电不管是否达到额定状态，空载损耗都存在，所以T0=8600h，即相当于空载率为100%。而负载率一般为25%，所以Tk=2200h。对于DVR中使用的补偿变压器，采用副边投切方式时，一直运行在短路状态，因而，工作情况和普通电力变压器则有很大不同，其负载率为100%，此时空载损耗可以忽略不计。为了降低损耗，负载损耗应比同容量电力变压器要低。而空载率要视电网波动频率而定。对于波动频繁的电网，其空载率高，空载损耗宜选取比普通电力变压器较低的值，反之可适当增大。负载损耗参照同容量电力变压器的1/4选取，空载损耗参照同容量电力变压器2-3倍选取。

8.3.5动态电压恢复器仿真

通过可编程三相电源设置电压跌落幅值和跌落时间，来模拟电网中电压跌落。三相DVR的额定容量为30kVA，负载容量为90kVA，滤波电感为3mH，滤波电容为220µF，变压器容量为30kVA，变比为1.7:1；在0.1s至0.3s时间内电压跌落30%，DVR对负载侧进行补偿。8.4有源功率因数校正器8.4有源功率因数校正器针对不可控整流装置对电网造成的谐波污染，除了可以采用7.2节所述的有源电力滤波器(APF)外。另一种方法是在不可控整流装置本身的整流器和滤波电容之间增加一个功率变换电路，它能将整流器的输入电流校正成与电网电压同相位的正弦波电流，在消除谐波电流的同时，还可将电网侧的功率因数提高到近似为1，这就是有源功率因数校正(APFC)。其原理框图如图所示。8.4有源功率因数校正器8.4.1有源功率因数校正的基本原理8.4.2有源功率因数校正器的控制策略8.4.3有源功率因数校正器的实例分析与仿真8.4.4UC3854简介8.4.1有源功率因数校正的基本原理1．谐波产生的原因2．有源功率因数校正器分类

3．单相、单级式升压变换有源功率因数校正电路的工作原理

1．谐波产生的原因传统的不可控整流滤波电路，整流二极管只有在输入电压ui大于负载电压uo时才导通。由于储能滤波电容的存在，只有在电容C充电期间才有电网的输入电流ii，其它时间输入电流为零，该电流为峰值很高的脉冲电流。由于输入电流存在波形畸变因而会导致网侧功率因数下降，并产生高次谐波分量污染电网。1．谐波产生的原因

有源功率因数校正(APFC)技术的基本思想是在整流电路与滤波电容之间加入DC/DC变换电路，通过适当的控制使整流器的输出电流跟随它输出的直流脉动电压波形，且要保持储能电容电压稳定，即保证了输入电流的波形能自动跟随输入电压的波形，在实现稳压输出的同时也使网侧达到单位功率因数输入。2．有源功率因数校正器分类随着有源功率因数校正技术的发展，功率因数校正器种类也越来越多，按相数可分为单相和三相功率因数校正器；按DC/DC变换的级数可分为双级式功率因数校正器和单级式功率因数校正器，如图；还可以按DC/DC变换的性质分为升压功率因数校正器和降压功率因数校正器等等。由于升压斩波变换电路具有控制容易，输入电流可以连续且纹波电流较小等诸多优点，因而得到了广泛的应用。因此，本书主要讲述常用的单相、单级式升压变换功率因数校正电路的工作原理。(a)单级式(b)双级式3．单相、单级式升压变换有源功率因数校正电路的工作原理单相、单级式升压变换有源功率因数校正电路的工作过程为通过升压斩波变换电路调节开关管开关的占空比，控制已整流后的电流，使之在对滤波电容充电之前能与整流后的电压波形相同，从而避免形成电流脉冲，达到改善功率因数的目的。有源功率因数校正电路的主电路是一个全桥整流器，实现AC/DC变换；在滤波电容C之前是一个升压斩波变换电路，实现升压式DC/DC变换。从控制回路来看，它由一个电压外环和一个电流内环构成。在具体工作时，通过控制VT的开关频率或调节其PWM的占空比使整流后的电流跟随整流后电压的波形。

升压斩波变换电路输出电容电压uc与给定电压U*c做差后进行PI调节，PI调节的输出与整流输出电压信号ud