湖南大学现代电力电子技术第7章学习教案

会计学1湖南大学现代(xiàndài)电力电子技术第7章第一页，共46页。第7章多电平(diànpínɡ)变换器6.1多电平变换器概述6.2多电平变换器拓扑(tuòpū)6.3多电平变换器SPWM技术6.4多电平变换器SVPWM技术6.5多电平变换器SHE技术第1页/共46页第二页，共46页。7.1多电平(diànpínɡ)变换器概述一、多电平功率(gōnglǜ)变换器的需求领域及特点1、中压变频调速2、柔性直流输电3、灵活交流输电多电平逆变器作为一种新型的高压大功率逆变器从电路拓扑结构入手，在得到高质量的输出波形的同时，克服两电平电路的诸多缺点：无需输出变压器和动态(dòngtài)均压电路，开关频率低,因而开关器件应力小，系统效率高,对电网污染少等。特点：高电压、大功率、功率器件开关频率低、较少谐波含量、降低电压变化率第2页/共46页第三页，共46页。7.1多电平(diànpínɡ)变换器概述二、多电平变换器的拓扑形式：(1)二极管箝位型逆变器(2)飞跨电容(diànróng)型逆变器具有独立电源的级联型逆变器模块化多电平变换器这三种结构具有共同的优点：(1)电平数越高，输出电压谐波(xiébō)含量越低；(2)器件开关频率低，开关损耗小；(3)器件应力小，无需动态均压。第3页/共46页第四页，共46页。7.1多电平(diànpínɡ)变换器概述1977年德国学者Holtz首次提出了利用开关管来辅助中点箝位的三电平逆变器主电路(diànlù)。1980年日本的ANabae等人对其进行了发展，提出了二极管箝位式逆变电路(diànlù)。Bhagwat和Stefanovic在1983年进一步将三电平推广(tuīguǎng)到多电平的结构。1992年，T.A.Maynard和H.Foch提出了飞跨电容箝位型逆变电路，1975年P.Hammond提出了多个H桥采用隔离的直流电源作输入，输出端串联的结构。田纳西大学的F．Z．Peng等人于1996年系统地提出了级联型H桥型变流器的拓扑结构，并用于无功补偿。三、发展历程第4页/共46页第五页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑一、二极管中点(zhōnɡdiǎn)钳位多电平变换器Dpasa1sa2sa1’sa2’sb1sb2sb1’sb2’sc1sc2sc2’sc1’DnaDnbDncDpbDpcV/2V/20电路(diànlù)拓扑：第5页/共46页第六页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑输出Va0开关状态Sa1Sa2Sa1’Sa2’V/2110000110-V/20011V/2-V/2Va0开关(kāiguān)状态第6页/共46页第七页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑1.电阻负载（电压(diànyā)与电流同相)二极管钳位M电平(diànpínɡ)逆变器在不同负载时的特点第7页/共46页第八页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑V/2V/20V/2V/20开关模式00开关(kāiguān)模式01第8页/共46页第九页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑V/2V/20开关模式（10）V/2V/20开关(kāiguān)模式（11）第9页/共46页第十页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑负半周的分析方法相同。从分析知在10状态，电容C1放电，0-1状态，电容C2放电,1-1状态，电容C1C2放电，显然两个(liǎnɡɡè)电容的放电时间不同。表明其上的电压将不会相同2.电阻电感负载(fùzài)（电流滞后电压)第10页/共46页第十一页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑V/2V/20V/2V/20模式(móshì)00模式(móshì)0-1第11页/共46页第十二页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑模式(móshì)1-1V/2V/20模式10V/2V/20第12页/共46页第十三页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑从分析在电感性负载时，知在10状态，电容C1充电，0-1状态，电容C2充电，1-1状态，电容C1C2充电。显然两个电容的充电时间(shíjiān)不同。表明其上的电压将不会相同但当负载是纯电感时，由于滞后角为90度，在一个(yīɡè)周期中电容的充放电平衡，电容电压将保持平衡二极管钳位M电平逆变器的问题钳位二极管需要更高的电压值若各级电压由电容产生，则电容电压不平衡，这与电流与电压间的相位有关各开关的导通时间不同第13页/共46页第十四页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑V/40V/4V/4V/4sa1sa2sa3sa4sb1sb2sb3sb4sc1sc2sc3sc4sc1’sc2’sc3’sc4’sb1’sb2’sb3’sb4’sa1’sa2’sa3’sa4’V2V1’V1V2’第14页/共46页第十五页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑输出Va0开关状态Sa1Sa2Sa3Sa4Sa1’Sa2’Sa3’Sa4’V/211110000V/401111000000111100-V/400011110-V/200001111V/2-V/2V/4-V/4Va0第15页/共46页第十六页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑V1＋V2V2V2V1’V1’+V2’V2+V1’V1+V2+V1’V1+V2+V1’+V2’二极管钳位5电平(diànpínɡ)逆变器也同样如此第16页/共46页第十七页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑每个电容的放电时间，每个开关(kāiguān)的工作时间均不相同，这引起各个电容电压的不平衡，即电压值不相等V2V1’V1V2’第17页/共46页第十八页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑纯电感负载时，每个电容的放电(fàngdiàn)时间相同，在一个开关周期中各个电容电压平衡，即电压值相等V2V1’V1V2’第18页/共46页第十九页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑从上面的分析知，电路工作时每个开关的导通时间不一样，即开关的电流负荷不一样；每个电源工作的时间也不一样，若电源由大电容构成，负载含耗能元件时，电容上的电压一定不一样。整流时，能量由交流侧流向直流侧电容充电；逆变时能量由直流侧流向交流侧，电容放电。由于电容的电压变化，每个电源（电平）为常值的假定(jiǎdìng)不能确保成立。为确保电压的平衡，每个电平电压用独立的直流电源来实现。但系统过于复杂第19页/共46页第二十页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑将M电平整流器（4QC）与M电平逆变器背靠背连接可以在有功控制时保持电容电压的平衡当电平级数足够多时，输出电压中的谐波就足够小可以不用输出滤波器开关频率仅为基频，系统(xìtǒng)效率高；无功功率可完全控制对背靠背系统(xìtǒng)，控制方法简单电平级数越高，需要的钳位二极管越多单独的逆变器难以控制有功第20页/共46页第二十一页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑二、电容飞跨(fēikuà)M电平逆变器C10C4C3C2sa1sa2sa3sa4sb1sb2sb3sb4sc1sc2sc3sc4sc1’sc2’sc3’sc4’sb1’sb2’sb3’sb4’sa1’sa2’sa3’sa4’V2V1’V1V2’ca1ca2ca2ca3ca3ca3第21页/共46页第二十二页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑每个电容上的电压均相等，电容电压为常值电路中电容的串联指示电压值内部环路平衡电容相互独立三相间环路平衡电容相互独立三相共用直流侧电容电平级数的定义与二极管钳位逆变器相同下面进行简单的讨论对半桥A相，考虑输出端子(duānzǐ)对直流母线的负端的电压第22页/共46页第二十三页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑导通C1C4C3C2sa1sa2sa3sa4V2V1’V1V2’ca1ca2ca2ca3ca3ca3a＋－o第23页/共46页第二十四页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑导通C1C4C3C2sa1sa2sa3sa4’V2V1’V1V2’ca1ca2ca2ca3ca3ca3a＋－o第24页/共46页第二十五页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑导通C10C4C3C2sa2sa3sa4sa1’V2V1’V1V2’ca3ca3ca3a导通C10C4C3C2sa1sa3sa4sa2’V2V1’V1V2’ca1ca2ca2ca3ca3ca3a第25页/共46页第二十六页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑C10C4C3C2sa1sa2sa4’sa3’V2V1’V1V2’ca1ca2ca2ca3ca3ca3aC10C4C3C2sa3sa4sa2’sa1’V2V1’V1V2’ca1ca2ca2ca3ca3ca3a第26页/共46页第二十七页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑C10C4C3C2sa1sa3sa4’sa2’V2V1’V1V2’ca1ca2ca2ca3ca3ca3aC10C4C3C2sa1sa4sa3’sa2’V2V1’V1V2’ca1ca2ca2ca3ca3ca3a第27页/共46页第二十八页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑C10C4C3C2sa2sa4sa3’sa1’V2V1’V1V2’ca1ca2ca2ca3ca3ca3aC10C4C3C2sa2sa3sa4’sa1’V2V1’V1V2’ca1ca2ca2ca3ca3ca3a第28页/共46页第二十九页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑C10C4C3C2sa1sa3sa4sa4’sa3’sa2’V2V1’V1V2’ca1ca2ca2ca3ca3ca3aC10C4C3C2sa4sa3’sa2’sa1’V2V1’V1V2’ca1ca2ca2ca3ca3ca3a第29页/共46页第三十页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑C10C4C3C2sa3sa4’sa2’sa1’V2V1’V1V2’ca1ca2ca2ca3ca3ca3a第30页/共46页第三十一页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑导通C10C4C3C2sa3’sa2’sa1’V2V1’V1V2’ca1ca2ca2ca3ca3ca3asa4’第31页/共46页第三十二页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑从上面(shàngmiɑn)的分析知，飞跨电容方案是利用环路平衡电容与直流侧电容的反串以实现电平的变换的。在变换有功功率时（电压与电流同相）有可能通过使用冗余的开关组合来实现各个电容电压的平衡，但这种选择是很复杂的，开关频率因此比基频高，损耗大主电路中没有钳位二极管，但需要很多钳位电容每个电容的电压值相同当级数足够多时，波形中谐波足够小有功与无功均可以控制第32页/共46页第三十三页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑三、级联型M电平(diànpínɡ)逆变器模块结构每级逆变器需要独立的直流源（有功）不需要钳位二极管或电压平衡电容电平数＝2倍级联数＋1输出波形为各级(ɡèjí)联逆变器之和当相电流与相电压相差90度，各级(ɡèjí)逆变器的电容电压平衡（充放电相等）可不需要独立的直流源第33页/共46页第三十四页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑as1s2s3s4s1s2s3s4s1s2s3s4ns1s2s3s4第34页/共46页第三十五页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑随着(suízhe)级联数的增加谐波分量减小开关频率低、损耗很小，效率高有功无功均可控制可以应用软开关技术不需要额外的箝位元件调制信号可预先安排有功控制需要独立电源特点(tèdiǎn)第35页/共46页第三十六页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑四、模块化多电平(diànpínɡ)逆变器随着电力电子器件的发展，越来越多的高频大功率的开关器件开始应用于电力领域，因此，多电平变换器也得以进入一个全新发展的时期。其中模块组合多电平变换器（ModularMultilevelConverter，MMC）由于其诸多优点得到了众多研究者的青睐。MMC通过(tōngguò)多路脉冲控制多个功率模块进行组合产生高电压，由于其有公共的直流母线，因此具有四象限运行能力，可以实现诸如逆变、整流、负序补偿等工况。第36页/共46页第三十七页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑它由6个桥臂构成，其中每个桥臂由若干个相互连接且结构相同的子模块(submodule，SM)与一个电抗器三串联构成，上下(shàngxià)2个桥臂构成一个相单元。根据MMC的模块化设计，6个桥臂具有对称性，各子模块的电气参数和各桥臂电抗值都是相同的。与以往VSC拓扑结构显著不同的是，模块化多电平换流器在直流侧正负极之间没有直流储能电容。

第37页/共46页第三十八页，共46页。7.2多电平(diànpínɡ)变换器拓扑交流电抗器L有两个作用，一是减小相电流变化率，使其平滑；二是抑制相间环流。假设每个功率(gōnglǜ)模块的电压都稳定为Uc，那么在投入功率(gōnglǜ)模块数为N的情况下，对应的公共直流母线的电压为Vdc