【《电动汽车无线充电控制系统电路模型基础建立及设计案例》4400字】

电动汽车无线充电控制系统电路模型基础建立及设计案例1.1动态无线充电系统基本结构电动汽车动态无线电源充电控制系统主要可以分为信号发射端功率信号发射装置和信号接收端功率信号接收发射装置两大组成部分,如软件图2.1所示。市电经过高频逆变器的驱动而形成高频正弦波,补偿自感网络与高频发射器及其线圈之间产生谐振,进而使高频发射器及其线圈中波动而形成高频正弦波。基于车载电磁电流传感器的工作原理,接收器同时在两个线圈中产生相同工作频率的两个高频励磁电流,经过一个信号变换后,为两个车载的供电负荷进行一个高频供电。为了有效地避免额外较大功率的电路损耗及产生的电磁辐射等问题,通常都需要选择一种称为分段或者是多个发射器线圈相互连接的方式。因此,电动汽车在车辆铺设不带发射充电线圈的城市道路高速行驶充电过程中,能够轻松实现车载动力电池的自动在线实时充电,减少车辆等待充电时间。。图1.1动态无线充电系统结构1.2无线电能传输基本构成磁耦合谐振式无线电能信号传输系统结构设计如图1.2所示。一次侧电源由输入电源、整流滤波和高频逆变三个环节部分组成,主要的作用来产生高频电压。但是电网输出交流电频率低，并不适用谐振耦合机构。为了在线圈尺寸一定的条件下提高系统传输能力就必须提高电源频率,通常而言就是把电网的交流电经滤波器整流成直流后,再经高频逆变器的转换来获得满足要求的高频交流电。谐振感应耦合回路机构主要由一次侧谐振电路和二次侧谐振电路部分组成,电感谐振为两个线圈。两线圈通过一个感应谐振耦合电路传递谐振能量,一般使用电容补偿无功，使得其与线圈发射谐振，当一二次侧谐振频率相同时，此时能量具有最高效的传输。磁耦合谐振系统输出高频交流电，二次负载将被整流滤波电路整流过后的直流电传输给负载，在电动汽车无线充电系统中，负载为电池。图1.2磁耦合谐振式无线电能传输系统结构1.3线圈互感等效模型电动汽车无线电源充电系统中两个发射线圈一般都是直接安装与电动汽车平行的地面上,接收和作用的线圈一般都是直接安装在电动汽车的底盘,两个接收线圈之间连接的距离相对较大,因此这两个线圈之间的耦合作用效应系数相对较低。一般来说，电动汽车内在耦合变压器线圈内的漏感很大,因此同时将信号发射到的线圈和同时将信号接受到的线圈之间可以相当于一个松散或耦合式变压器。根据耦合电路设计理论我们可以直接建立此松散式耦合电源变压器的互感电压模型如下图1.1.1所示,其中和为发射和接收线圈两端的互感电压,和为发射和接收线圈两端的自感,为互感,和为输出发射接收线圈和承受接收作用线圈内的电阻,和为流过发射线圈和接收线圈的电流。图1.1.1互感模型图1.1.1所示的互感模型中，线圈之间通过磁耦合谐振，线圈之间的互感可以在一次侧和二次侧等效为一个大小分别为和的交流源，其互感等效电路模型如图1.1.2所示。图1.1.2互感等效电路模型根据互感等效电路模型，可得回路方程：（3-3-1）定义为二次侧阻抗之和，二次侧电流可表示为：（3-3-2）一次侧的电压源表示为：（3-3-3）因此一次侧的电压源可以等效为反射阻抗的阻抗值，其值大小为：（3-3-4）1.4无线充电系统的电路设计1.4.1前言为了能够使电动汽车充电时不仅能够始终获得稳定的输出电压,且谐振系统一直处于谐振工作状态,本文主要提出了一种用于电动汽车的无线直流充电自动控制管理系统，采用Buck变换器控制输出功率，采用锁相环跟踪系统自然谐振频率。分析了系统主电路的基本工作控制原理及电路参数的模拟设计和工作方法,对主电路和控制电路的设计过程进行了模拟电路设计,并在Matlab等应用软件中对以上所有已经设计好的系统电路设计过程进行了模拟和仿真的实验分析。1.4.2.设计指标本文所设计充电系统指标如下：输入电压；输出电压;最大输出功率；输出电压纹波；开关频率；充电距离：15cm；效率：不低于80%1.4.3系统总体结构电动汽车的无线充电系统的结构框架如图1.6.3所示。整个控制系统的主要组成由主电路和控制电路两大组成。主控制电路主要由前级转换电路、输入整流滤波电路、高频逆变、一次侧补偿、磁耦合信号传输功能控制线圈、二次侧自动补偿以及输出输入整流滤波电路以及负载;控制电路主要由自动检测控制电路、频率跟踪控制器、死区电路、DC-DC控制器以及驱动电路。图1.4.3电动汽车无线充电系统结构图1.4.4主电路参数分析计算电动汽车无线充电系统设计主电路基本系统结构如设计图1.6.4(1)所示,主要电路包括输入交流电源、转换电路、逆变整流电路、补偿整流网络、整流线圈、整流电压滤波转换电路和整流负载。由于二次谐回路信号具有很高的品质因数,一次侧和二次端两侧输出电流近似为正弦波,使用基波分析法能得到足够的分析精度。图1.4.4（1）主电路基本结构图本文设计的无线充电系统采用恒压充电方式，充电电压为,电池等效电阻为，充电电流为二次侧谐振电路输出电压为幅值为的方波的基波分量。对此方波进行傅里叶分解后，可得是整流后电流的平均值，二者关系为因此流过接收线圈电流的有效值为在文中1.1.1的SS补偿拓扑电路等效模型中，负载为加入输出整流滤波电路后的等效负载，负载等效电驴路模型如图1.4.4（2）所示图1.4.4（2）负载等效电路模型等效负载与负载电阻之间的关系可表示为：根据上面公式，可以得到一次侧谐振两端电压为：流过发射线圈电流有效值为：逆变器母线电流为：输入整流滤波电驴输出电压和输出电流为：1.5主电路硬件电路设计1.5.1输入整流滤波电路设计输入整流滤波电路用于将110V工频交流电转换为直流电，选用不控单相整流桥，如图1.5.1所示图1.5.1输入整流滤波电路输入电压经整流滤波后的输出电压平均值为；假设系统传输效率为90%，最大输入功率为；则整流桥输出电流为；流过单个二极管电流的平均值为；输入电压的峰值为整流二极管耐压值应取输入电压峰值的1.5倍，为选择整流桥型号为GBJ2508，其承受最大反向电压为1000V，最大正向电流为25A。整流桥输出采用电容滤波，滤波电容等效阻值为工程中一般取电容值为其中T为电流脉动周期,输入电压为50Hz交流电，经全桥整流后周期为原来--半为0.01s.因此滤波电容应大于1200。为减小电路接通时的电流冲击,选取4只560电容并联。1.5.2DC-DC变换器设计DC-DC变换器主要通过调节其输出电压来控制系统的输出功率，采用Buck变换器结构。由于开关二极管的通断会产生输入电压电流的峰值，因此损耗很大，严重时甚至影响器件的正常工作。选择在开关管和续流二极管两端加入RCD吸收电路来吸收开关管开通和关断时的尖峰电压，加入吸收电路后的Buck电路结构如图1.5.2（1）所示。图1.5.2（1）加入RCD吸收电路后电路结构通常情况下应使BUCK变换器工作在CCM（电感电流连续模式）模式下，CCM模式的工作波形如图1.7.2（2）所示。图1.5.2（2）CCM模式的工作波形当时，开关管Q导通，电流流经开关二极管和电感向负载供电。若忽略开关管的导通期间的压降，导通期间电感两端电压为，流过电感的电流为在这段时间内电感电流从最小值开始线性增加，直到时达到最大电流值。在此期间电感电流的增量为当时，开关管Q关断，续流二极管导通，电流流经续流二极管和电感向负载供电。若此时忽略二极管的导通压降，开关管关断期间电感两端电压，流过电感的电流为在这段时间内电感电流沿着最大值开始逐渐线性地减少，直到时达到最小值。在此期间电感电流的减少量可以表示为为使电感在开关管导通期间储存足够的能量，电感L的值不能小于一特定值,通常根据临界电感来选取L值。临界电感是指使流过电感电流的电流刚好连续所需要的电感值，此时电感值为其中为占空比。本系统中变换器输入电压，最小占空比为0.25，开关频率为20kHZ,最终选择续流电感值为0.8mH。1.5.3高频逆变电路设计高频交流逆变转换电路主要用于将直流电进行转化转换为高频交流电,常用的逆变转换电路结构主要类型有全频逆变电路和半桥逆变电路。半桥逆变电路开关损耗比全桥逆变电路小。但为了保证输出同样的输入电压,半桥直流逆变稳压电路每个输入端的电压却远远高出全部半桥逆变电路一倍。根据所需要的电压等级,采用全桥逆变电路结构。论文所设计高频逆变电路如图1.5.3（1）所示。其中,为逆变器开关管，为开关管的反并联二极管，为开关管的结电容。图1.5.3（1）高频逆变电路为了减小开关管通断损耗，保证开关管的安全工作，通常使用软开关技术使开关管工作在软开关状态。实现软开关状态是通过发射线圈的电流滞后逆变器输出电压的一个相位角。由于滞后的相位角非常小，所以谐振电路仍可视为工作在谐振状态。在一个新的谐振周期内，逆变器可以划分为六个不同的工作谐振状阶段，其工作波形如图1.5.3（2）所示。其中为开关管和的触发脉冲波形，为开关管和的触发器脉冲波形。图1.5.3（2）逆变器工作波形下面将结合1.5.3（2）和1.5.3（3）两个图分析各个阶段电路的工作原理。阶段1():时刻，驱动电路发出开关管和的触发信号，此时电流为负，所以仅管触发信号已经到来，开关管并不会导通。此时开关管和的反并联二极管和导通，与发射线圈和补偿电容形成电流回路，逆变器输出电压为直流母线电压。S,和S,的漏源电压为零，为下个阶段实现软开关创造条件。阶段2():时刻，流过发射线圈电流由负变为正，开关管和的逆并联二极管和截止，开关管和导通，由于时刻开关管和的漏源电压为零，所以和开通时实现了。阶段3():时刻，开关管和关断，进入锁定死区的时间，流过发射线圈电流向开关管和的结电容和充电，和与发射线圈和补偿电容谐振，逆变器输出电压下降。阶段4():时刻，驱动电路发出开关管和的触发信号，此时电流为正，所以仅管触发信号已经到来，开关管并不会导通。和的漏源电压为零，为下个阶段实现软开关创造条件。阶段5():时刻，流过发射线圈电流n由正变为负，开关管和的反并联二极管管和截止，开关管和导通。由于时刻开关管和的漏源电压为零，所以和开通时实现了阶段6():时刻，开关管和关断，进入死区时间，流过发射线圈电流向开关管和的结电容和充电，和与发射线圈和补偿电容谐振，逆变器输出电压上升。至此一个谐振周期结束，下一周期工作过程与上述相同。图1.5.3（3）逆变器各阶段工作状态逆变器开关管可承受的最大输入电压为150V，流过开关管最大输入电流有效值为4A，开关管工作频率为78kHz，选用型号为，承受最大漏源电压为560V,最大连续漏极电流为16A。1.6输出整流滤波电路设计输出整流滤波电路用于将二次侧谐振电路输出的高频交流电转换为直流电供给负载，如图1.6所示图1.6输出整流滤波电路二次侧谐振电路输出电压的有效值为，因此单个二极管所承受的最大反相电压为充电电流最大为，流过单个二极管电流的平均值为二次侧谐振电路输出电流的频率为,选择型号为快恢复二极管，额定反向耐压值为，允许通过的最大电流为。根据设计指标，输出电压纹波系数应小于，输出电容的计算公式为:通过计算选取输出滤波电容值为。1.7功率控制及驱动电路设计1.7.1控制电路设计通过控制Buck变换器开关管触发