带隙基准电压源设计与曲率补偿方法研究

绪论选题背景及意义由于其在电源电压稳定，精度，功耗等优点，已被广泛应用于众多电子行业。如计算机，交通信息等行业的基准电压源具有高的精确度和稳定性，并起着集成电路的设计极其重要的作用，尤其是各种数模转换器，模数转换器，传感器芯片，检测芯片，电源管理芯片等的重要部件之一，电压基准和电流基准会直接影响整个电路的性能。目前行业使用最广泛的是带隙基准电压源。因此，研究带隙基准电压源具有重要意义。1.2研究现状电压参考源可以提供稳定的参考电压或电流，而与电源电压、过程和温度变化无关，近年来，许多ic设计者的研究成果表明，兼具低温系数、高噪声排除比、低工作电压和高稳定性优点的带隙基准电压源广泛用于高精度、高精度、清晰的电子系统。1.2.1低温度系数在DAC、ADC、LDO和高精度电流源中，使用具有低温系数的电压基准电路。具有主补偿的常规低温系数电压参考源的大部分可以获得约50ppm/0C[2]的温度系数。1.2.2高电源抑制比功率阻阻率RF集成电路、数字电路和高频电路中基准电压源的重要测量指标之一。由数字模块产生的噪声可能对模拟模块产生不利影响。因此，电路内部的电压基准源需要具有宽范数的电源元件的良好抑制比性能。“电源抑制比（PowerSupplyRippleRejection.简称为PSRR）的定义是输入到输出的增益除以电源到输出的增益，即PSRR=A/Ar这里，A是从输入到输出增益，Ar是从电源到输出的增益，其结果通常是PSRR=201g（A/Ar）[6]”。电源切断比在电源中的各种频率小波上表示测量电路的电源排除能力。因为输入到基准电压的任何小波都被放大并输出，所以它们与基准电压分离并且具有高的电源排除比。1.2.3低功率作为集成电路的基本单位，电压标准是研究的发展方向，占据便携式电子产品的市场份额。低功率基准带隙参考的改进设计也具有很大的突破性。通过使用HBT技术设计带隙电压基准，可以降低电路的消耗功率。1.2.4低电压随着微电子技术的快速发展，集成电路的集成正在进行，元件的小型化和低电压化正在进行。因此，也用作在核心功能模块的电压基准[]][]和模拟低电源电压下工作的数字电路。系统的带隙基准电路的输出电压通常为1.25V，系统的最小工作电压受固定输出电压的限制。为了降低诸如MOS晶体管（DTMOS）的特殊电路结构那样的基准电压源，使用电阻分压器来动态地通过阈值电压的电压降低材料的能隙电压，实现低基准电压输出的电压传输。综上，CMOS间隙基准电压源的研究作为研究对象具有重要的理论研究意义和实用意义。1.3文章主要内容本文通过了解基准电压源的基本概念，负温度系数电压、正温度系数电压的产生原理，性能指标和国内外发展趋势，理解传统带隙基准电压源电路的工作原理及曲率补偿方法，设计了一种使用不同的补偿方法进行补偿的带隙基准电压源，并对电路进行分析。本文最后总结了此次带隙基准电压源设计和曲率补偿方法进行研究的过程中的各种情况，并归纳整理了研究中遇到的问题及解决办法，这些都将成为我以后学习生活中的宝贵经验，具有很大的借鉴意义。2基准电压源的理论基础可互换的基准电压源和基准电流源模块，稳定性好，输出不受影响，这可以提供高精度、高稳定性、良好的功率排除率和强负荷性能的基准模块。经常使用参考电压源来产生参考电流源。因此本章重点针对基准电压源的性能指标、分类和特点进行详细的介绍和阐述。2.1基准电压源重要的性能参数表1基准电压源的重要性能参数性能指标单位定义启动时间(start

up

time)ns从电路启动到输出电压稳定的时间温度系数TCppm/0C在整个L作温度范围内输出电压最大变化相对电源抑制(power

supply

rejection)dB电源电压在不同频率下变化时，从电源到输出增益的倒数噪声(noise)输出电压的电压噪声功耗(power

consumption)mW

静态功耗电源电压稳定性电源电压在一定范围内的变化引起的输出电压的相对变化量精度(accuracy)输出电压与标称值的误差热滞后性基准源经历温度变化再回到初始温度时，输出电压初始值的误差负载调整率ppm/mA规定的负载电流的变化范围内引起的基准电压的变化长期稳定性

(LTS)ppm/1000h在很长的一段时间里输出电压呈现的缓慢变化2.2带隙基准电压源2.2.1负温度系数产生机理PN-Didos晶体管的正电压在双极器件中具有负温度系数（CTAP），如果晶体管的基本电流不能忽略，则集电极的电流等于电流。其关系式为,式中热电压,IS为饱和电流,IS随的增大而增加,式中ni为硅的本征载流子浓度，为少数载流子的迁移率,它们与温度的关系表达式为，，其中为硅的带隙能量，由此可得。由于,因此对基极-发射极电压VBR取倒数，为简化分析暂吋假设IC不随温度变化。 （1）将式带入（1）式中，可得： (2)当温度为0K时，Vbe电压近似等于硅带隙基准电压。温度特性为VEB线性，温度范围足够（20°C～120°C），温度特性约近似为2.2mV/c。2.2.2正温度系数产生机理如果发现VBE导体电压的降低与多极晶体管的PNC温度呈负相关，电极和晶体管放电电极之间的差异有待确定。（~VBE）与不同密度的温度呈正相关新协议图2显示了比电压输出。首先，电流密度应通过Q1、Q2和VBE1晶体管（双极晶体管的电极电流由晶体管发射库的VBE决定，因此Q1晶体管的VBE1和Q2晶体管VB2不相等），即△VBE=VBE1-VBE2≠0。于是△VBE便可由式3表示为：（3）其中I0为集电极电流，Is1、Is2为反向饱和电流，VT与温度有关。图2产生△VBE电压电路同工艺下Is1=Is2，因此式（3）可进行简化为：（4）Q1，Q2极电流固定，Ic1与Ic2之等于常数，因此将式（4）两边同时微分热力学温度T可得：（5）其中，k为玻尔兹曼常数，q是单位电荷量，m大于1为常数，显然d△VBE/dT>0，晶体管基-射极电压差△VBE温度特性正比相关。2.2.3带隙基准电压 图3与温度无关的基准电压原理图 （6）因此，只要设置合适的K1、K2参数值，便可准确得到温度系数接近于零的电压[10][11]。为了简便先取K1=1，并对式（6）两边同时求导热力学温度T可得出： （7）这里不妨令等式左边为零，即dVref/dT=0，并且将式代入式（7）中，可得出： （8）到此，得到了K1的值并得到了具有零温度系数的带隙基准电压。2.3传统带隙基准源电路结构2.3.1带隙基准源一传统带运放的带隙基准源结构如图4所示[12]，电阻R1、R2及运放组成反馈电路并且运用运放输入正负极的虚短，准确控制控制X和Y两点的电位。因此，VEB1和VEB2的电压差值和热电压VT成正比，也和热力学温度成正比。于是，输出基准电压可被表示为： (9)m表示晶体管Q2与晶体管Q1面积之比，VT表示晶体管热电压。由式（3）可知，与温度呈正相关关系的△VBE可以抵消晶体管基-射极电压VBE1的一阶线性分量。所以，想得到不考虑VBE1高阶非线分量的影响并与温度无关的基准电压可以通过设置合适的电阻阻值以及晶体管面积之比m的值来实现。图4传统运放带隙基准源结构2.3.2带隙基准源二图5一种常用的带隙基准电压源结构[13]。则 (10)这里不妨对上式两边同时对温度T求导，可得： (11)不考虑VBE的高阶非线性分量的常温（300K）条件下，结合式左边取零，可推得R1/R2lnm约等于17.24。因此通过设定适当的电阻R1、R2和晶体管Q2、Q1的面积比M，能够得到零温度系数的基准电压。适的电阻R1与R2阻值以及晶体管Q2与Q1的面积之比m就能够得到零好.图5带隙基准源二通过分析上述带隙基准源，它可以看出，传统的带隙的带隙参考源基本上是一个一阶带隙参考源，并且不涉及非线性项高阶的温度补偿，但VBE1在其参考输出电压Vref包含高阶非线性线性项，VBE1的在低温下的高次非线性项是可忽略的，但随着温度的升高，VBE1的高阶非线性项严重影响了参考电压的输出，而更高阶在VBE1是不可忽视非线性项[14]。由传统的典型第一级的带隙基准源的温度特性曲线可以清楚地看出，曲线的斜率等于零是46℃，即此时，正确地除去具有相对温度特性的两个电压，得到零温度系数的基准电压。然而，如果温度偏离零温度系数点，则正和负温度系数电压在高温和低温下交替主导。22.4章节小结在本章中，基于晶体管基发射极电压VBE的负温度特性曲线的解析和导出，导出晶体管基发射极间电压差Vbe与温度的正相关，扩展带隙基准电压源的原理。其次，引入一些常规电压源和常规典型带隙参考源的结构，并指出传统带隙参考源的缺点[15]。52在本章中，基于晶体管基发射极电压VBE的负温度特性曲线的解析和导出3带隙基准电压源温度补偿技术3.1带隙基准电压源曲率补偿技术研究3.1.1二阶曲率非线性补偿技术二阶曲率非线性补偿的原理是在一阶温度补偿电路的基础之上，通过引入VPTAT2电压再次对其进行二阶曲率校正，进一步消弱VBE的高阶非线性分量对输出基准电压的影响，图6描述了带隙基准电压源二阶PTAT2曲率补偿原理，带隙基准电压源在低温阶段主要由电压VPTAT对晶体管基极-发射极电压VBE温度的一阶补偿（此时二阶非线性分量VPTAT2较小，其影响有限）[16][17]。基准源电路温漂降到50ppm/℃以下可通过普通二阶曲率温度补偿。图6带隙基准电压源二阶PTAT2曲率补偿原理由图6估计图7所示。Vref可表示为： （12）式中，A、B分别表示一阶线性VPTAT分量和二阶非分线性VPTAT2分量的系数且通常为常数。图图7二阶PTAT2曲率补偿输出基准电压曲线图8是利用二次曲率正确非线性二次成分的典型的带隙电压基准电路。你可以指带隙核心电路和电流发生器电路IPTAT与温度相同的电路合并。由电阻器R3，晶体管Q1和Q2形成的电路中流动IPTATIPTAT流经电阻器R2和R4，产生一个电压VPAT。如果效果没有观察到IPTaT2电流，晶体管Q1和正相关的温度电压VBE1基极电压是直接连接到输出参考电压Vref的常规的主电路。IPTAT2温度二次流通过电流源引入，并且当它流过R4实现二次曲率补偿。因此，该带隙基准电压源输出基准电压可表示为： （13）式中，VBE1表示基射极电压，IPTAT表示与正相关温度的电流，IPTAT2表示温度二次方正相关电流。图8二阶曲率校正带隙基准电压源4带隙基准电压源实现本文第二章与第三章分别详细介绍了带隙基准电压源的原理[14]、常规电压源结构、传统带隙基准电压源性能和缺陷、高阶温度非线性补偿技术中的曲率补偿技术以及影响带隙基准电压源的性能的一些非理想特性。从上述分析中不难发现，传统带隙基准电压源本质上还是一阶带隙基准电压源[18]，其温度系数通常在几百ppm/℃，很难满足现代电子信息领域对低温度系数的要求。4.1带隙基准电压源总电路实现手段本文为了改善传统带隙基准的温度特性并增加电源的电压排除比，使用了结合新的划分线性非线性补偿和运算放大器的负反馈的二次曲率矫正。4.2带隙基准源核心电路实现4.2.1带隙基准电压源核心电路设计方案传统的带隙电压基准被主温度的基础上补偿。通过组合次级曲率校正和线性分割校正技术，以实现更高的阶温度补偿。因此，带隙基准电压源核心电路的设计如图9所示。图9带隙基准电压源核心电路结构4.2.2器件参数方案设计图9为所示带隙基准电压源核心基准电路结构，IPTAT电流电路包括PMOSM1、M2、M3、双极晶体管Q、Q1、Q2和电阻R。因此，电流IPTAT可表示为： （14）14式中，晶体管Q3、Q2面积之比C，VT为热电压，常温下为26mV。理想器件并假设电流IPTAT为10μA，晶体管Q3与Q2的面积比为6，所以可得电阻R1为： （15）PMOSM1、M2、M3构成具有相同动作电流的当前镜，因此M1～M3的宽度、长度比W/L也相等。根据MOS晶体管的非理想特性，能够有效地降低MOS晶体管的信道长度调制的不良影响，能够提高MOS晶体管的匹配度。MOS管的饱和电压（VGS-Vth）的值大于0.15V时，MOS管才不会进入亚阈值区并且在亚阈值区MOS管的匹配特性较差，因此为了使MOS管之间更好的匹配，必须使MOS管远离亚阈值区[19][20]。NMOS管M0电流要远小于其他电流，可以确定启动电流不超过1μA，则由式可知： （16）由此可得(W/L)=1/40。基准电压Vref为电阻R2+R3压降与晶体管Q2基-射极电压相加。因此基准电压Vref可表示为： （17）式（16）对温度T求导可得： （18）令式（18）左边为零并结合式可得R2+R3为： （19）由室温标准大气压下晶体管基-射极导通压降值近似约为0.67V可算得到R2+R3阻值近似为15.43kΩ。由此，带隙基准电压源核心基准电路双极晶体管参数、电阻参数值，MOS器件参数和分别如表2、表3所示。表2带隙基准电压源核心基准电路电阻参数值，晶体管参数元器件名称参数值元器件名称参数值Q0M=1R13.82kΩQ1M=1R05.4kΩQ2M=6R310.15kΩR22.78kΩ表3带隙基准电压源核心基准电路MOS器件参数值元器件名称器件宽度（W）器件长度（L）PM10.72μm0.3μmPM20.72μm0.3μmPM30.72μm0.3μmPM40.72μm0.3μmPM50.9μm0.3μmPM60.72μm0.3μmMN10.22μm10μm第五章4.3.1二阶曲率补偿电路设计方案图10是本文所设计的二阶曲率补偿电路。图10二阶曲率温度补偿带隙基准电压源电路结构在图10中，与操作IPTat2电流的二次温度补偿电路被引入R2，产生电压VPPTAT2R2的电阻器。因为目前有IPTAT2正相关和二次温度，电压VPPTAT2还有二次温度正相关，所以带隙基准电压源输出基准电压Vref、电压VPTAT2以及电流IPTAT2可分别表示为： （20） （21） （22）由式（27）中，IPTAT和ICTAT分别表示两个电流具有相反的温度系数和接近的温度系数，A表示常数。因此，方程式（22）指示IPTat2与温度二阶具有正相关。从方程（20）可以看出，IPTat2R2第二非线性成分的存在是为了消除二阶非线性在VBE部件和创建带隙参考电压源的低温度系数。图11第一次二阶曲率温度补偿带隙基准电压源温度特性曲线负温度系数电压Vbe在低温下占主导地位，正温度系数随着温度的升高而逐渐占主导地位，一阶带隙基准电压源的温度特性曲线是抛物线。从图11也可以知道这个。因此，为了使带隙基准电压源的温度特性曲线更缓慢（低温部），需要引入第二非线性分量来抵消低温区间中带隙基准电压源的二次非线性分量。从理论上来看，如果具有正温度系数的电压随着温度升高占据主导位置，则带隙基准电压源的补偿过量。高温阶段带隙基准电压源的温度特性曲线变得陡峭（高温阶段）。根据图11并结合式可得其温度系数为： 因此，温度系数为13.2ppm/℃。如图所示，带隙基准电压源温度特性曲线在高低温下分别显示没有变化和显著提高。因此，需要引入另一种温度补偿技术来基于第二级带隙基准电压源来补偿带隙基准电压源的高温部分的温度系数。4.3.2修改后的二阶曲率补偿电路设计方案图12所示显示改进的二次曲率温度补偿带隙参考电路。因此，在低温部分中，NMOS管对带隙参考电路没有效果。但随着温度不断的升高，V1的值逐渐上升，使NMOS管栅源电压VGS也增加到足够使NMOS管导通，从而产生分流作用，进而实现对带隙基准电压源高温段温度特性曲线的校正，使其变得更为平缓，之所以选择电压V1去控制NMOS管的栅极电压VG，就在于随着温度的升高或降低电压V1能控制NMOS管的栅源电压VGS，从而控制NMOS的关断和导通[22][23][24]，使NMOS管不是一直处于导通或关断状态，而是使其在导通和关断之间可以根据栅源电压VGS的大小自由来回切换。这样，NMOS在低温下不能关断，对带隙电压基准电路没有任何影响，在高温下使NMOS导通，能够有效地从电阻R2中分离冗余电流。图12二次修改后的二阶曲率温度补偿带隙基准电压源电路结构电压V1等于电阻R2和R3压降和相加，因此V1可以满足上述对NMOS管的控制要求，从而保证NMOS管[25]：在高温段能够使带隙基准电压源正温度系数得到有效的降低通过有效漏掉多余的电流的手段呈现；在低温段不会漏掉过多的电流使带隙基准电压源的温度特性曲线变差。通过设定nMOS的适当宽高比，再利用装置，可以得到电路的温度曲线，如图13所示，并结合式可得其温度系数为：通过对比图12，图13，引入NMOS管分流后提升改良了带隙基准电压源的温度特性曲线。电路的温度系数为6.2ppm/℃在-50~125℃的温度范围内。图13二次修改后的二阶曲率温度补偿带隙基准电压源温度特性曲线带隙基准电压源一般需要运放大于等于70dB，防止运放增益过高严重损坏电路的稳定性，图14的运算放大器选择PMOS差分对利用PMOS差分对输入在低电压下工作作为积分运算放大器的输入级；此外，通过在集成运放中引入米勒补偿电路[26][27][28][29]来保证运放乃至整个电路的稳定性。由文献[30][31][21]可知，电路零点和极点可分别表示为： （23） （24） （25） （26）为了使电路由更稳定，必须满足： （27）由上式可得米勒补偿电容CC为0.66pF，取保险值CC为1pF。图14两级集成运放电路结构本文设计和调试的CMOS集成低温系数带隙基准电压源的电路在图15中示出，PM1、PM2和PM3都构成宽长比相等的PMOS电流镜，深度负反馈电路由积分运算放大器、PMOSPM0、NMOSNM0及电阻RO构成。其中，PM0及NM0构成有源负载逆变器，PM1～PM3的栅极电压VG与电源电压VDD相同极性，即VG、电源电压VDD为相同的显影方向。图15带隙基准源电路总结构图4.4章节小结因此，我们提出了一种通过基于二次曲率补偿电路引入nMOS管分路来改善的温度补偿方法。仿真结果表明，改进的温度补偿方法更好地补偿了带隙参考电压源的温度特性，并获得了具有低温系数的带隙参考电压源。最后，本文设计的带隙基准电压源可以满足一些高精度电子系统和设备的需要，并且具有较低的温度系数和更好的电源电压抑制比。这个设计得到了令人满意的结果。5总结与展望5.1总结在本文中，我们提出了具有分段曲率补偿，基于传统的电流型的带隙参考源上的新类型的带隙参考源，基准电压分别在低温部和高温部，以补偿。主要的研究是基于0.18微米标准CMOS集成电路工艺设计中芯，具有新的温度补偿方案，其是二次曲率和NMOS分段的组合线性补偿被设计低温度系数的集成CMOS带隙参考电压源你有。为了得到带隙参考电压源低温度系数，使用二阶曲率和NMOS电路，生成第二和更高阶的非线性分量，较高带隙参考电压的参考电压非线性以抵消该部件的影响。此方法结合了理论计算和模拟，来获得更适当的和合适的设备参数。通过各种曲率校正方法的，带隙参考电压源，其被设计为分析和总结。校正，以及各种曲率校正方法的完成之后，以满足的高精度基准电压的电子设备，优良的隙基准电压源到整体性能的需要。5.2展望本次毕业论文设计中我发现了自己的许多不足之处，我对课本知识不够熟悉，对带隙基准电压源理论部分把握不够，导致我需要花非常多的时间来重新熟悉相关知识点。这次设计的带隙基准电压源使用了多个晶体管来实现低温度高抑制比的效果，整个电路实现比较麻烦，希望微电子技术能得到更快更好地发展，应用此技术生产出更简便更集成化的产品，希望自己在以后的学习生活中能取得更大的提升与进步。参考文献袁文师,吴建辉.基准电压源设计[J].半导体技术,2004(04):90-94.刘国庆，于氚刘源等一种低温漂低电源电压调整基准电流源[J]微电子学,2006(12):763-766郑浩，叶星宁，一种低压CMOS带隙电压基准源[J].微电子学，2005,

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