【《双向DC-DC变换器的研究现状文献综述》4600字】

双向DC-DC变换器的研究现状文献综述在储能系统、微电网等应用场合，蓄电池组与直流母线间的电压差通常很大，需要能够实现高电压增益的双向DC-DC变换器进行连接。传统双向DC-DC变换器结构简单，控制相对较容易，应用非常广泛。在双向DC-DC变换器的理想模型中，当变换器作升压运行时，使开关管的占空比趋近于1即可使输出电压增益为无穷大。然而其并不适用于高电压增益应用场合，主要原因有两点：其一是在实际的电路中，线路、电感、电容都存在寄生电阻，开关管也有导通电阻，寄生电阻及导通电阻本身会承担一部分压降，这使得其在升压时的输出电压增益无法到很高，甚至在极限占空比时会有所下降。文献[40]与文献[41]研究表明实际电路的寄生参数对传统的Boost变换器的输出电压增益有巨大的影响，特别是在极限占空比时的影响格外明显，这就导致传统的Boost变换器很难实现六倍以上的升压。其二是在高电压增益的应用场合中，传统双向DC-DC变换器作升压运行时需要工作在极限占空比下，开关管需要在极短的时间内实现关断与开通，开关损耗因此会增大，这就导致变换器的效率低下，并且工作在极限占空比下微小的占空比扰动都会导致很大的输出电压波动，变换器的稳定性和动态性也会变差[42][43]。高增益DC-DC变换器可以分为隔离型和非隔离型，隔离型有高频变压器，而非隔离型则没有。对于隔离型高增益DC-DC变换器，主要是通过调节高频变压器的匝数比来实现高电压增益，然而由于变压器的加入，就不可避免地存在变压器漏感问题。变压器漏感不仅会使得变换器的效率降低，还会使开关管在开通和关断时存在较大的电压尖峰，严重影响器件的使用寿命。软开关技术可以解决这些问题，因此应用软开关技术的LLC或CLLC谐振变换器得到了广泛的研究[44][45]。然而软开关技术的引入也会使得电路和控制更加复杂。对于非隔离型高增益DC-DC变换器，在文献[46]中，根据变换器的基本构成原理，将非隔离型高增益变换器分成了二端口级联型、三电平型、带开关电容型、三端口交错并联型和耦合电感型五种类型，并分别在电压增益、开关管数量及开关管电压应力等方面进行了分析与对比，总结了五种变换器的工作性能与适用场合。文献[47]对非隔离型高增益DC-DC变换器的升压技术进行了详细的研究，包括利用耦合电感升压、利用二极管和电容的预储能单元升压、利用输入并联输出串联组合升压三种升压技术，并根据这三种升压技术探索了高增益拓扑的衍生方法，提出了基于此的一系列拓扑结构。总之，目前能够实现非隔离高增益变换的方法主要包括多变换器级联技术、开关电容/开关电感技术、耦合电感技术和交错并联技术等。利用多变换器级联技术，将多个变换器级联组合在一起，可以明显提高变换器整体的电压增益[48]。两级级联Boost变换器拓扑如图1-7所示，前级Boost变换器将电容C1的电压维持在较高的水平上，然后后级Boost变换器在电容C1的电压基础上继续将电压升高，从而使总的输出电压增益达到单级Boost变换器的平方倍。但是将多个变换器级联也意味着能量会经过多次变换才能输出，因此总的效率远比单级变换器低，并且仅将前级电路中的开关管电压应力降低，后级电路中的开关管电压应力依旧很大。文献[49]改进了传统的级联高增益变换器，提出了单开关二次型DC-DC变换器，用一个二极管替换前级变换器中的开关管，仅用后级的开关管实现了较高的电压增益，其电压增益同样是单级Boost变换器的平方倍，如图1-8所示为二次型DC-DC变换器拓扑。但是二次型DC-DC变换器从原理上看还是两个变换器的级联，能量需要经过两次转换才能输出，这使得效率依旧低下，而开关管所承受的电压应力依旧为输出电压，应力较高，并且二次型DC-DC变换器仍然是单向变换器，无法应用于储能系统等需能量双向流动的场合。文献[50]进一步在二次型变换器中引入辅助网络，在实现了变换器软开关的同时，减小了开关管电压应力。图1-7两级级联Boost变换器图1-8二次型Boost变换器在传统的DC-DC电路中引入开关电容或开关电感，可以提高变换器的电压增益。在文献[51]、文献[52]和文献[53]中列举了几种常见的开关电容/开关电感基本单元的电路结构，如图1-9所示，开关电容单元由二极管和电容组成，通过电容的并联充电和串联放电来提升变换器的电压增益，开关电感单元则是由二极管和电感组成，同样通过电感的并联充电和串联放电来提升变换器的电压增益。图1-9开关电容/开关电感基本单元电路结构图1-10和图1-11分别为一种基本的基于开关电容单元和开关电感单元的升压电路。常见的开关电容/开关电感虽能提高变换器的电压增益，但其结构中的二极管无法实现能量的反向流动，这也意味着变换器仅能单向工作，文献[54]和文献[55]通过对开关电容单元的改进使变换器实现了能量的双向流动，同时也降低了开关管的应力。开关电容/开关电感也可与变换器级联技术相结合，文献[56]与文献[57]通过级联开关电容单元获得了更高的电压增益。图1-10基于开关电容单元的Boost变换器图1-11基于开关电感单元的Boost变换器利用耦合电感技术，在非隔离型DC-DC变换器中引入耦合电感同样可以使变换器的电压增益得到提高[58][59]。耦合电感在结构上可以认为是一种特殊的变压器，通过耦合线圈间匝数比及耦合方向（正耦合或负耦合）的合理设计，可以提高变换器的电压增益。如图1-12所示为含有耦合电感的Boost变换器，在传统Boost变换器中加入一个与主电感L1相耦合的电感L2，利用两个电感间的耦合作用达到提高输出电压增益的目的。变压器在工作时会产生漏感，而耦合电感同样有可能会产生漏感，这就使得带有耦合电感的非隔离DC-DC变换器存在和隔离型DC-DC变换器一样的问题，即开关管开通或关断时的高电压尖峰和效率低下问题。文献[60]针对这一问题进行了深入研究并给出了一种解决方案，即在电路中引入有源钳位电路，虽然增加了电路的复杂度，但开关管的电压尖峰得到了有效抑制，效率也有所提高。图1-12含有耦合电感的Boost变换器耦合电感和开关电容在电路中都具有提高电压增益的作用，可以通过两者的合理组合，从而使变换器获得更高的电压增益[61]。文献[62]提出了一种含有耦合电感和开关电容的双向DC-DC变换器，如图1-13所示，该电路主要由一组耦合电感和开关电容C2、C3完成高倍率升压，即使在较低的匝数比下，其都可以实现较高的电压增益，同时电路中的开关电容C2和C3还能够对耦合电感的漏感能量进行无损转移，进而使得变换器的效率有所提高。文献[63]通过在传统含有耦合电感的Boost变换器中加入三个开关电容C2、C3和C4，实现了漏感的回收利用，并且两个开关管能够实现宽负载范围内的软开关，其拓扑如图1-14所示。文献[64]在含有开关电容单元的双向DC-DC变换器中引入了耦合电感和LCR(LowCurrentRipple)单元，不仅实现了更高的电压增益，更低的输入输出电流纹波，还降低了开关管的电压应力，实现了部分开关管的软开关，其拓扑如图1-15所示。图1-13含有耦合电感和开关电容的双向DC-DC变换器图1-14含有耦合电感和开关电容的软开关DC-DC变换器图1-15含有耦合电感和LCR单元的双向DC-DC变换器单个变换器在大功率场合很难满足要求，交错并联技术应运而生。在高增益应用中，也可以通过交错并联技术来提高变换器总的输出功率，使之满足大功率应用场合的要求[65]。文献[66]通过采用交错并联技术实现了更低的电流纹波和更快的动态响应速度。单独的交错并联技术仅是将多个相同的变换器模块进行交错控制，无法实现输出电压的进一步提升。为了满足大功率及高电压增益，需要将交错并联技术与其他高增益技术相结合，结合的方法主要分为两种：直接将多个高增益DC-DC模块交错控制和改进传统交错并联DC-DC变换器。文献[67]提出了一种带有开关电容和耦合电感的高增益交错并联双向DC-DC变换器，其拓扑如图1-16所示，两相带有开关电容的DC-DC模块交错控制实现大功率和高电压增益，后面引入的两个耦合电感进一步提升输出电压并降低电流纹波。文献[68]和文献[69]分别在传统交错并联双向DC-DC变换器中引入了若干个开关电容，实现了较高的电压增益。文献[70]提出了一种只含有单个开关电容的两相交错并联Boost变换器，能够在占空比大于0.5时实现两倍升压和两相间的自动均流，同时开关管的电压应力减小为传统Boost变换器的一半，其拓扑如图1-17所示。文献[71]在文献[70]的基础上进行了改进，将开关电容单元引入交错并联Boost变换器，能够实现占空比范围0到1内的两倍升压。图1-16带有开关电容和耦合电感的高增益交错并联双向DC-DC变换器图1-17含有单个开关电容的两相交错并联Boost变换器文献[72]提出了两相串联电容高增益双向DC-DC变换器（SeriesCapacitorHigh-GainBidirectionalDC-DCConverter,SCHGBDC），如图1-18所示，相较于文献[69]，两个二极管被替换为开关管，在特定占空比下实现两倍电压增益的同时实现了能量的双向流动。文献[73]在文献[72]的基础上移动了开关管的位置，实现了更低的输出纹波。文献[74]给出了SCHGBDC的n相拓扑，与传统变换器相比，能够实现n倍的电压增益，但其占空比也有严格的限制，根据交错并联移相360°/n的控制方法，其在升压模式下占空比范围为(n-1)/n到1，降压模式下的占空比范围为0到1/n，工作范围极窄，无法适用于宽输入或宽输出的应用场合。为了解决此问题，文献[74]对其进行了简化改进，如图1-19所示，在减少了开关管数量的同时，占空比范围也扩展到了升压模式下的0.5到1和降压模式下的0到0.5，但其拓扑中的开关管S1和S4将会承受巨大的电流应力，对器件的选型提出了考验。图1-18两相串联电容高增益双向DC-DC变换器图1-19简化非对称高增益双向DC-DC变换器参考文献[1] 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