【《高效率LLC谐振式开关电源设计与仿真研究》18000字】

高效率LLC谐振式开关电源设计与仿真研究摘要在科技飞速发展的今天，电力电子技术也不断孕育出新的技术，对之前的的技术进行革新优化，其中高频化也越来越多得被人们提起，但是高频化对于电路来说有一定好处的同时也带来了一些问题，如开关损耗大，电磁兼容性差等等。人们为了解决这些高频化带来的问题，在电路中引入了软开关技术。引入之后在理想情况下，开关的开通和关断过程中电流和电压就不会有重叠部分，从而大大减少甚至消除开关损耗。而LLC谐振变换器作为一种典型的软开关拓扑，其存在很多优点，如结构简单，效率高，效力曲线负荷期望，输入电压变化范围宽，便于磁集成等等，这使得LLC谐振变换器的使用范围极广。因此，研究LLC谐振变换器具有极其重要的意义。本文是基于LLC谐振变换器的拓扑结构研究高效的开关电源为研究主旨，主要说明了目前的研究背景和意义，所设计电路的原理，说明LLC谐振变换器相对于传统谐振变换器的优点及缺点，之后对谐振变换器的直流增益进行了研究，使用的方法为基波分析法，设计电路的参数。由于本次使用的saber仿真软件中不包含所用的控制芯片，故之后会详细介绍控制芯片的基础信息以及建模过程，详细介绍各引脚的作用，针对各引脚的功能进行建模仿真，尽可能地接近原芯片，设计各引脚的外围电路。最后在saber仿真软件中搭建出相关电路，并对搭建出来的LLC谐振变换器电路进行开环仿真和闭环仿真，再将电路中各部分的波形进行比较，验证本篇论文所设计电路的合理性，加深对于LLC谐振变换器原理的认知。关键词：高效开关电源，LLC谐振变换器，软开关，saber仿真软件目录TOC\o"1-2"\h\u122791.绪论 4242991.1课题背景 4253831.2课题研究意义 461691.3课题要求 455041.4论文的主要内容 4258622主电路分析与设计 625472.1LLC谐振变换器电路拓扑 6247342.2LLC谐振变换器的优点和缺点 6195752.3LLC谐振变换器与传统PWM变换器的比较 7145442.4LLC谐振变换器的工作过程分析 896732.5LLC谐振变换器的直流增益推导 13173512.6对于归一化增益曲线的分析 1526222.7LLC谐振变换器的稳压原理 16102282.8参数设计所需要注意的问题 16174592.9系统参数设计 18300203.控制电路的设计 24242773.1L6599芯片简介 24167033.2L6599芯片特征 24154543.3L6599引脚定义 2494393.4L6599各引脚的建模及仿真 25232833.5芯片外围电路的设计 28128953.6电压检测电路 3296784.电路仿真分析 34272284.1仿真软件简介 34236384.2主电路开环仿真 341.绪论1.1课题背景在日常生活中，电力电子技术起着非常重要的作用，这在我们生活的方方面面都有体现，大的方面包括航空，运输，电力运输，智能工厂等等，小的方面包括家电，手机电脑等一系列电子产品。开关电源在各个方面同样也是应用广泛。相较于线性电源，开关电源有体积更小，效率更高，重量更轻，稳定性更强，控制精度高等优点，更受人们的欢迎，研究LLC谐振变换器也成为电力电子领域的一大方向。开关电源的一大特点就是效率密度高，这顺应了当今社会绿色减排的潮流，这也是为什么开关电源能如此迅猛发展的原因。开关电源作为一种高效电源，象征着未来电源发展的大体方向。目前，开关电源是向着高频化发展，这样会带来一定好处，但是也有一定坏处。频率的增加可以使变压器尺寸减少，同时伴随着控制芯片的小型化，使得电路的面积大大减少，电源的体积也趋向小型化，电路的性能也得到了提高。但是开关频率的增加也会使电路的电磁性能下降，对于开关管的损耗也会增大，会使得电源的寿命受开关管寿命的影响而减短。面对高频化带来的诸多不利，现在也涌现出了许多新的电源技术，软开关技术和功率因数矫正技术也应运而生。1.2课题研究意义目前来看，国内的开关电源技术还需一定程度的提高。在国内市场中，占比成分最大的还是国外厂商的产品，其主要原因是国产电源的稳定性，可靠性，寿命以及性能等方面存在一定的差距。正因为如此，如何提高开关电源的性能，提高国产厂商的核心竞争力成为了主要的研究课题。就近几年来看，谈到开关电源就不得不说到软开关技术。与硬开关相比，软开关的优点在于可以显著地降低开关损耗，此外它还能使得开关管的压力降低，开关电源的寿命增长，降低电磁干扰等等，其应用也是越来越广泛。在我们身边，这种拓扑结构也非常常见，例如家中所用的各种家用电器都可以找到。设计出更高效的电源，不论是对于我们的日常生活还是对于电源领域的发展，都有很大的意义。1.3课题要求调研开关电源目前的发展趋势，认识开关电源目前的不足，充分利用自己所学，思考解决办法，最后选定最合理的方案并完成设计。要求在毕业设计中，能够融会贯通得利用大学所学的《电路原理》、《电力电子技术》、《电力电子装置及系统》等等相关课程，并且结合网上所查资料，给出最终设计方案。着重学习saber软件的使用方法，L6599控制芯片的内部结构和工作原理，LLC谐振变换器的电路拓扑结构和工作原理，由此锻炼自己查找资料，结合知识的能力，在完成毕业设计的过程中充实自己，补充更多的知识，最终达到能够自己设计一个完整实物的地步，为将来打下坚实的基础。1.4论文的主要内容本文旨在基于LLC谐振变换器的拓扑结构，设计出高效开关电源。首先根据设计需求选择半桥LLC谐振变换器作为主电路拓扑，通过改变开关频率的方式来确保输出电能的质量。本文会着重针对LLC谐振变换器及其控制芯片的原理说明，参数计算，稳态分析来进行说明，最后在saber软件中对所设计的电路进行模拟，并对其合理性进行验证，证明LLC谐振变换器能够实现软开关。本次设计的主要参数如下：输入电压为375V~405V，额定输入电压为390V，额定输出功率为300W，输出电压为12V，额定输出电流为25A，电压调整率(I0=1.0A)≤1%，负载调整率(Vg=390V)≤1%，输出电压纹波峰值(Vg=390V,I主要内容如下：第一部分首先对当前的研究背景和意义进行了说明，之后介绍了国内外开关电源的发展情况，对比国内和国外情况，分析差异的原因。最后说明本次课题的要求以及本篇论文的主要内容。第二部分围绕主电路进行分析。主电路选择的是半桥LLC谐振变换电路，结合图形进行分析，研究LLC谐振变换器的直流增益，利用基波分析法对其进行分析，根据所给出的参数对LLC谐振变换器进行设计，利用公式计算各元件数值。第三部分主要针对所需的控制电路的设计。本次设计采用L6599作为控制芯片，介绍了L6599的基础信息与特征，简述L6599的内部原理，电气参数与各引脚功能。根据L6599的数据手册分析各个引脚的代替电路，再根据各引脚功能设计外围电路，计算各元件参数。第四部分是利用saber仿真软件对所设计电路进行仿真验证。对LLC谐振变换器分别进行开环与闭环仿真，观察仿真波形，加深对LLC谐振变换器原理的理解。2主电路分析与设计2.1LLC谐振变换器电路拓扑LLC谐振变换器有多种结构，本次设计选择的是其中的半桥式LLC谐振变换电路，因为相比于其他结构，半桥式LLC谐振变换器有很大优点，例如拓扑简单，所用元件数少，成本低，相同指标下，半桥式LLC谐振变换器电路结构相较之下更为简单，控制稳定，易实现，大大减少了磁性元件所占空间，使得整个电路在性能几乎一样的情况下体积大大减小。本次次设计所用的半桥LLC谐振变换器电路如图2-1所示，其电路包括四个部分，分别为开关网路，谐振槽路，理想变压器加全波整流器以及低通滤波器。图2-1半桥LLC谐振变换器电路拓扑中各部分的作用：半桥开关网路：将直流的输入电压变为方波电压谐振槽路：提取方波电压的基波控制方式：频率控制输入阻抗和电流隔离变压器：变压和隔离的作用全波整流器：将交流电变换为直流电低通滤波器：滤除纹波2.2LLC谐振变换器的优点和缺点未来开关电源的发展必然是向着高频化，小型化前进，有以下几个方向：软开关技术，功率因数校正电路，高频化技术以及数字控制技术，而软开关技术因其较好的特性与较简单的原理而深受人们的欢迎。LLC谐振变换器作为典型的利用软开关技术的谐振电路，利用谐振原理实现软开关。相比于其他变换器，LLC谐振变换器有着许多无可比拟的优点。首先结构简单，整体由四部分组成，所用元件数少，成本低；其次效率较高，全负载范围内MOSFET的ZVS和整流器的ZCS，开关转换损耗很低，效率曲线符合期望；再有LLC谐振变换器的输入电压变化范围宽，有效工作区大，如图2-2所示；最后由于LLC谐振变换器具有高频化，小型化等特点，使得LLC谐振变换器便于磁集成，磁化电感，谐振电感和理想变压器共同相当于一个高频变压器。图2-2不同品质因数对应的归一化增益曲线随着LLC谐振变换器的发展，人们除了对LLC谐振变换器应用的应用越来越广泛外，也发现了其有一些缺点，幸运的是随着技术的发展，这些问题并不是难以克服。2.3LLC谐振变换器与传统PWM变换器的比较PWM即脉宽调制技术。PWM技术已经发展了很长时间，其理论体系已经有了很大程度的完善。LLC谐振变换器主要是通过改变开关管的开通关断频率来实现对于输出电压的改变。虽然LLC谐振变换器的发展时间并没有传统PWM变换器的发展时间那么长，但是在当今市场上，LLC谐振变换器已经占据了很大一部分，可见其相对于传统PWM变换器有着更好的优点。下面将LLC谐振变换器与传统PWM变换器进行对比，凸显出相较于传统PWM变换器，LLC谐振变换器所拥有的一些特点。图2-3展示的是半桥式PWM变换器的电路拓扑，而图2-4展示的是半桥式LLC谐振变换器的电路拓扑。两者的控制策略不同，一者是利用方波的占空比，一者是利用驱动信号的频率，相比于脉宽调制技术，在输入电压变化较大的情况下，使用脉频调制技术的LLC谐振变换器更具有优势。图2-3半桥PWM变换器图2-4LLC谐振变换器由传统PWM变换器的特性可知，其整流二极管的耐压与占空比有关，分别是Vo/D和综上可以看出，LLC谐振变换器相较于传统PWM变换器有许多优点，如较适合输入电压较宽的场合，整流二极管的耐压变化较小，通态损耗低等等，这也是LLC谐振变换器近些年来发展如此迅猛的原因。2.4LLC谐振变换器的工作过程分析本节将对LLC谐振变换器的工作过程进行详细的阐述，首先需要对LLC谐振变换器做出如下假设，以便分析：1.所有元件均为理想元件2.开关管与整流管参数都相同3.输出电容足够大，输出电压基本不变，首先要确定电路形式，LLC谐振变换器变压器原边电路采用半桥形式，变压器副边电路采用带中心抽头的全波整流电路，这样有助于电路的磁集成。其次需要明白软开关实现的条件，软开关是指在开关转换过程中，电流与电压没有重叠部分，从而减少甚至消除开关损耗。LLC谐振变换器利用的是谐振原理实现软开关技术，要想零电压开关，就要保证电压超前于电流，即谐振槽路要呈现感性，下面将详细叙述谐振槽路需要呈现感性的原因。LLC谐振变换器存在两个谐振频率，分别为串联谐振频率：f(2-1)并联谐振频率：f(2-2)fr1为Lm参与谐振时的谐振频率，而：fr2为Lm不参与谐振时的谐振频率，并且fr2<f综上所述，开关频率fs最好取两个谐振频率之间，或者大于串联谐振频率，下面将会详细阐述LLC谐振变换器在归一化增益曲线平面上分别为串联谐振频率fr1和并联谐振频率图2-5LLC谐振变换器的三个工作区区域1：开关频率fs区域2：开关频率fr2区域3：开关频率fs<f图中有两类最佳工作点，第一类最佳工作点为串联谐振点，此处M=1，串联谐振支路不产生无功功率，效率最高，一般对应着额定输入电压Vgnorm，在Lm的作用下实现了软开关；第二类最佳工作点为并联谐振点，此处M>1，谐振槽路中无循环电流，效率最高，一般对应着最小输入电压下面将分别说明在区域1和区域2的情况下的LLC谐振变换器的工作状态。LLC谐振变换器中谐振电感，谐振电容以及激磁电感共同组成谐振槽路。电路的触发脉冲为占空比固定为50%的矩形波，上下两个开关管之间存在的死区时间，并且实现了ZVS。当开关管的开关频率非常接近串联谐振频率的时候，此时谐振槽路的电流几乎为正弦波，EMI最小。同时，变压器副边电路上的两个整流二极管也实现了ZCS，整个电路的开关损耗非常小。接下来，将分别针对在三种工作区LLC谐振变换器的工作状态。1.当开关频率等于串联谐振频率时。这个时候电压增益M=1，工作状态最好。LLC谐振变换器一个周期可以分为6种模态，下面将对每种模态分别进行详细介绍。各个模态时LLC谐振变换器所处的状态如图2-6所示。模态1：开关管Q1处于关闭状态，开关管Q2处于开通状态，Lr与Cr参与谐振，并为负载侧提供所需要的电能，谐振频率为串联谐振频率fr1而激磁电感Lm被短路，激磁电感Lm上的电压V(Lm模态2：开关管Q1、Q2均处于关断状态，此时，Lr和Cr对Q2两端的Coss2进行充电，而对Q1两端的Coss1进行放电，直到V(Coss2)=Vin。此时Q1模态3：开关管Q1处于开通状态，Q2处于关闭状态，Lr与Cr参与谐振，并为负载侧提供所需要的电能，谐振频率为fr1而激磁电感Lm被短路，流过Lr的电流流过Q1，最后回到Vin，激磁电感Lm上的电压模态4：开关管Q1处于开通状态，Q2处于关闭状态，Lr与Cr参与谐振，谐振频率为fr1而激磁电感Lm被短路，电流从Vin流经Q1，再流过Lr，最后回到GND，Vin向Vo提供能量，激磁电感L模态5：开关管Q1、Q2均处于关闭状态，此时，Lr和Cr对Q1两端的Coss1进行充电，而对Q2两端的Coss2进行放电，直到V(Coss1)=模态6：开关管Q1处于关闭状态，Q2处于开通状态，Lr与Cr参与谐振，并为负载侧提供所需要的电能，谐振频率为而激磁电感Lm被短路，流过Lr的电流流过Q2，形成了闭合回路，激磁电感Lm上的电压V(L(a)模态1(b)模态2(c)模态3(d)模态4(e)模态5(f)模态6图2-6各个模态所对应的电路状态2.当开关频率大于fr1时，同样有6个模态，且与开关频率等于f3.当开关频率位于串联谐振频率与并联谐振频率之间时，整个周期可以分为八个模态，下面将对八个模态分别进行介绍，各个模态时LLC谐振变换器所对应的电路状态如图2-7所示。模态1：开关管Q1处于关闭状态，Q2处于开通状态，Lr与Cr参与谐振，并为负载侧提供所需要的电能，谐振频率为fr1而激磁电感Lm被短路，激磁电感Lm上的电压V(Lm)=−n模态2：开关管Q1处于关闭状态，Q2继续处于开通状态，此时Lr，Cr以及激磁电感Lm参与谐振，谐振频率为fr2。变压器副边整流二极管D1与模态3：开关管Q1、Q2处于关闭状态，此时，Lr和Lm对Q2两端的Coss2进行充电，而对Q1两端的Coss1进行放电，直到V(Coss2)=V模态4：开关管Q1处于开通状态，Q2处于关闭状态，Lr与Cr参与谐振，并为负载侧提供所需要的电能，谐振频率为fr1而激磁电感Lm被短路，流过Lr的电流流过Q1，最后回到Vin，激磁电感Lm上的电压模态5：开关管Q1处于开通状态，Q2处于关闭状态，Lr与Cr参与谐振，谐振频率为fr1而激磁电感Lm被短路，电流从Vin流经Q1，再流过Lr，最后回到GND，Vin向Vo提供能量，L模态6：开关管Q1继续处于开通状态，Q2处于关闭状态，此时Lr，Cr以及Lm参与谐振，谐振频率为fr2。D1模态7：开关管Q1、Q2均处于关闭状态，此时，Lr和Lm对Q1两端的Coss1进行充电，而对Q2两端的Coss2进行放电，直到V(Coss1模态8：开关管Q1处于关闭状态，Q2处于开通状态，Lr与Cr参与谐振，并为负载侧提供能量，谐振频率为串联谐振频率fr1而激磁电感Lm被短路，流过Lr的电流流过Q2，形成了闭合回路，激磁电感Lm上的电压V((a)模态1(b)模态2(c)模态3(d)模态4(e)模态5(f)模态6(g)模态7(h)模态8图2-7各个模态所对应的电路状态2.5LLC谐振变换器的直流增益推导接下来就要对LLC的数值进行分析，但是由于各种原因，LLC谐振变换器为非线性电路，导致其的各种计算非常复杂，因此就需要对LLC谐振变换器进行一定程度上的简化，采用更为简明的方法在计算精度损失不大情况下尽可能贴近LLC谐振变换器。因此在这里使用基波分析法对LLC谐振变换器进行分析。由于谐振槽路将输入电压的基波提取了出来，这样在分析时可以着重于分析基波分量对输入输出的影响，这种方法即是基波分析法。基波分析法能够大大简化LLC谐振变换器的数值计算。在采用基波分析法对于LLC谐振变换器进行分析之前，需要对LLC谐振变换器做一定假设，使其能够达到基波分析法的使用要求：1.开关网路输出的是方波脉冲序列2.变压器的输入电流为正弦波，反射电阻Rac代表副边阻抗反射到原边的等效电阻3.Q值大于0.5，并且开关频率近似接近f在上述假设之后，我们就可以对LLC谐振变换器进行基波分析了，接下来我们要对LLC谐振变换器的电路做简化。基于上述假设，我们可以将非线性电路转化为基波等效电路，进而得到线性等效电路，这样我们就可以用向量分析法对LLC谐振变换器进行分析了。下面我们将对LLC谐振变换器电路的等效过程做一定程度上的阐述。如图2-8位LLC谐振变换器的主电路。图2-8LLC谐振变换器的主电路首先将开关网路进行简化，由LLC谐振变换器的工作原理可知，上下两个的开关管的开通占空比均为50%，此处先忽略死区时间的影响，则开关网路的输出电压为V(2-3)采用基波分析法法，故将基波提取出来V(2-4)之后将变压器二次侧进行简化，变压器二次侧电压与电流分别为：V(2-5)I(2-6)其中，φR输出电流为I(2-7)由(2-5)和(2-6)可知变压器二次侧是电压电流同相，所以等效阻抗为电阻。则变压器二次侧部分的等效电阻为R(2-8)将其等效到变压器原边为R(2-9)其两端的电压为V(2-10)由上式可以推导得V(2-11)等效输出电路的等效输入电压为V(2-12)由上式可以得出V(2-13)则可以将电路简化为如图2-9所示，其中Vs1为方波脉冲序列，RG(2-14)但是上述式子的形式非常麻烦，所含有的未知量过多，所以就需要对该式子进行化简，于是定义以下的一些参数：直流增益：M=(2-15)串联谐振频率：f(2-16)并联谐振频率：f(2-17)品质因数：Q=(2-18)归一化频率：f(2-19)电感比：L(2-20)根据上述式子可以化简出LLC谐振变换器的归一化增益的简洁公式M=(2-21)上式中直流增益只与Ln、f图2-9线性等效电路2.6对于归一化增益曲线的分析由图2-21可知，LLC谐振变换器的归一化增益与Ln、fn以及Q有关，其中将归一化频率fn首先我们先让电感比不发生变化，改变Q值，画出其所对应的直流增益曲线，此处为了分析方便，电感比取1，品质因数分别取Q1为0.06，Q2为0.4，Q3为0.6，Q4为0.8，Q5为1和Q图2-10Ln其次是分析Ln值对于直流增益的影响，画出不同Ln值对应的归一化增益曲线。我们要分别取Ln为1，3，5，7，然后对于每一个L(a)Ln=1(b)L(c)Ln=5(d)L图2-11不同Ln2.7LLC谐振变换器的稳压原理如图2-9为LLC谐振变换器的线性等效电路，当Vin或者RL发生变化的瞬间，还没有影响到开关管的频率，则Lr谐振电感Lr和谐振电容CZ(2-22)可以看出，通过改变开关管的开关频率来调节负载上分得的电压，这样组成一个完整的反馈系统，来维持负载的电压保持不变。2.8参数设计所需要注意的问题2.8.1电压调整率我们需要将输入电压的范围来推导出所对应的增益范围。设最小输入电压为Vgmin，最大输入电压为Vgmax，最小增益为G(2-23)G(2-24)2.8.2空载运行LLC谐振变换器的特点之一就是允许空载运行，当空载运行时，Q=0，开关频率远大于串联谐振频率，归一化频率趋于无穷大，则(2-21)可以化简为M(2-25)物理意义上，在空载状态下，相当于Cr短路，增益等于Lr和2.8.3选择开关频率EMI测试的频率起点为150kHz，若用Coolmos管，则开关频率应该在100kHz到150kHz；若用IGBT，则开关频率应该在30kHz到50kHz之间；若用GaN，则开关频率应该在400kHz到500kHz之间。2.8.4确定变压器匝数比n我们本次的设计主要是针对在第一类工作点附近，在该点，电压增益固定为1，串联谐振支路没有无功功率，此时谐振效率最高，设额定输入电压为Vgnormn=(2-26)2.8.5选择Ln品质因数Q的与有功功率和无功功率有关，关系式为Q=无功功率Q值范围调频范围原边电流谐振电容的电压应力峰值输出电流设计11~0175~200k8.1~9.2A800V31~43A设计20.5~1135~200k6.0~8.3A440V31~49A设计30.25~172~200k5.7~10.2A430V31~89A表1Q值对系统的影响在上表中显示，设计1中Q值范围为1~0，调频范围较窄：175~200kHz，谐振电容的电压应力高达800V，两倍于输入电压；设计3中Q值范围为0.25~0，调频范围较宽：70~200kHz，峰值输出电流较大：31~89A；在设计2中，调频范围合适，原边电流较小：6~8.3A，电容电压最大应力为440V，则综上所述，Q值取0.5~0为最佳设计。上面讨论了Q值的取值，下面主要讨论Ln的取值，观察图2-11并结合上边的分析可知，当Ln过小时，调频范围宽，电压调整率大，这样会影响系统的稳定性；当Ln过大时并联谐振点的直流增益大于1或者近似等于1，系统几乎失去了对输入电压的调整能力；当Ln为5时，2.8.6谐振电容Cr该系统对于Cr的要求为能够存储足以支撑QC(2-27)C(2-28)假设最大输出功率为Pomax，最大输入电压V1(2-29)则最小电容值为C(2-30)2.8.7短路运行当RL短路时，LI(2-31)当在短路状态下运行时，ωωI(2-32)可知短路电流由Lr2.8.8ZVS条件由上述分析可知，想要实现ZVS，就必须工作在工作区域1和工作区域2，下面将详细阐述实现ZVS的两个充分条件。1.在开关关断时刻，谐振槽路中个储能元件存储的能量必须要大于两个开关管寄生电容完成一次充电以及一次放电所需的能量，表示为1(2-33)式中Imoff是Q1关断时刻磁化电感Lm的电流，Cds1和Cds22为了防止开关桥发生直通现象，则应该在一个开关管开始关闭到另一个开关管开始导通之间增加一个死区时间TdT(2-34)减少Td意味着要增加Imoff，使得开关管的转换损耗以及导通损耗随之增大，L(2-35)2.9系统参数设计本次设计的主要参数如下：输入电压为375V~405V，额定输入电压为390V，额定输出功率为300W，输出电压为12V，额定输出电流为25A，电压调整率(I0=1.0A)≤1%，(负载调整率(Vg=390V)≤1%，输出电压纹波峰值(Vg2.9.1设计变压器匝数比n=(2-36)在这里，n为正整数，取n=16。2.9.2确定增益范围在计算过程中，应考虑整流二极管的正向压降VD=0.7V和1%的负载调整率的影响，假设实际效率为92%(要求大于90%)，则LLC谐振变换器等效输出电阻消耗了8%功率，等效输出压降VV(2-37)基于上述考虑修改最大增益公式G=(2-38)在110%过载条件下仍然需要正常工作，应重新计算最大增益G(2-39)同理计算最小增益G(2-40)2.9.3选择Ln由上边分析可知，选择Ln1.Gmax2.Q的推荐值为0.5，Ln的推荐值为5，图2-12为此时的归一化增益曲线。由图可以看出此时不满足Gmax=1.3的条件，所以此时我们应该适当降低Ln图2-12Q=0.5，Ln2.9.4计算原边交流等效电阻R计算出变压器原边等效电阻RR(2-41)110%过载情况对应的等效负载为R(2-42)2.9.5设计谐振槽路参数品质因数Q的一种表达式为Q=(2-43)选择初始谐振频率为130kHz，由满载工况计算谐振电容CC(2-44)取fmin=80kHz，Vgmax=405V，计算出谐振电感L(2-45)为了计算方便，这里Lr取60μL(2-46)开关管的寄生电容Cds1和Cds2的取值为100pF，死区时间Td2.9.6验证谐振槽路的设计串联谐振频率为f(2-47)电感比为L(2-48)品质因数为Q=(2-49)在110%过载工况下计算的Q值Q=(2-50)下面我们结合图形分析实际的调频范围，如图2-13为Ln=3.5，Q=0,0.47,0.52情况下的归一化增益曲线。从图中可以看出，Gmin=0.99直线与曲线的交点对应的频率为最大归一化频率fnmax=1.02，谐振频率fr1=124.4kHz，则其对应的最大开关频率fsmax图2-13Ln2.9.7计算原边电流在110%负载情况下，计算变压器原边等效负载的有效值为I(2-51)在最低开关频率fsminI(2-52)则谐振电感的电流等于IR1和II(2-53)式中，ILr2.9.8计算副边电流变压器副边电流的有效值与原边电流值满足变压器的变比关系，则I(2-54)由于变压器采用了带中心抽头的结构，负载电流由两个副边绕组平均分担，其有效值为I(2-55)平均值为I(2-56)2.9.9对于变压器的选择上述计算出的变压器参数如下：匝数比n=16，原边电压取450V，原边电流ILr=2.6A>2.51A，副边电压取36V，副边电流2.9.10选择谐振电感变压器的漏感可以当成激磁电感，但是增加漏感时会增加变压器的损耗，所以我们仍然选择独立电感来作为激磁电感。谐振电感的参数如下：串联谐振电感Lr=60μH，流过电流V(2-57)取电感的耐压值为100V。2.9.11选择谐振电容1.因为Cr2.谐振变换器应该采用产生的损耗更低，并允许高频电流通过。3.由电容耐压值与工作频率的关系可知，12nF电容，标称耐压值为600Vrms，但是当频率为100kHz时，耐压值变为了300V，所以我们选择时应该降额(减半)使用电容的耐压。根据上述分析，电容的电流ICrVCr在Q2导通期间，谐振电容充当了直流电源的作用，向外输出能量。谐振电容的直流工作点为VVCrmax2.9.12选择开关管开关管Q1和Q在稳态工作中，Q1和Q2是轮流导通，平均承担谐振电流。在启动瞬间，由于输出电容的初始值为0，磁化电感被短路，电路运行在短路模式，每个MOSFET上流过的是110%过载谐振电流，所以两个开关管的电流值应该为2.51A。应该选择导通电阻Ron2.9.13验证ZVS条件工作点位于直流增益曲线的感性区是ZVS的必要条件，而其充分条件如下1(2-60)Td耐压500V的MOSFET寄生电容Cds的典型值为100pF，在最高工作频率，磁化电感的峰值II0.901(2-62)故应该在最高工作频率处验证ZVS的充分条件1286.5(2-63)1(2-64)可知，满足充分条件1。死区时间T(2-65)由于控制器提供300ns的死区时间，故此处死区时间取300ns，满足充分条件2。2.9.14选择整流二极管全波整流电路整流管的耐压为输出电压的两倍V(2-66)所以我们应该选择耐压值超过30V的二极管。两个整流管均分了变压器副边的电流。因此，整流管流过的平均电流为I(2-67)2.9.15选择输出滤波器LLC谐振变换器的滤波电路为一个输出电容CoI(2-68)流过输出电容CoI(2-69)上式表示，输出电容电流有效值接近负载电流一半。如此大的电流流过一个电容会引起巨大损耗，使得电容温升超过其额定值。在LLC变换器中，通常需要多个电容并联以减少其电流，在本次设计中，我们选择两个电容器并联。铝电解电容具有高纹波的电流值和低等效的串联电阻(ESR)等特点，非常适合作为输出电容。整流器输出电流的交流分量流过输出电容后，会在ESR产生交流纹波。根据设计要求，输出交流纹波的峰峰值为120mV，所以最大ESRmaxESR(2-70)3.控制电路的设计本次设计使用的控制器为L6599芯片，该芯片相比于其他控制芯片具有一定优势，发展也比较成熟，因此使用这款控制芯片能够大大降低设计难度。本章将介绍L6599芯片的主要特点，引脚定义以及功能，各引脚仿真电路以及外围电路。3.1L6599芯片简介L6599芯片是一个专门用于谐振半拓扑电路的双端控制器，其输出的两个驱动信号相差为180°，开关网路中的上下两只开关管交替地开关。虽然说两个驱动信号的占空比为50%，但是实际上要小于50%，这是为了防止直通现象的产生，因需要插入了一个死区时间，这样就能够保证在开关网路中只有在一只开关管管完全关断后，另一只开关管才会被导通，在死区时间内两只开关管均会被关断。3.2L6599芯片特征L6599芯片有如下特征：输出信号固定占空比，约为50%；工作频率上限500kHz；芯片存在有两级过流保护；能够与PFC电路相连；上电/断电顺序或欠压保护输入；单调输出电压上升为非线性软启动；用低电压下拉方式为两个栅驱动器提供了一个输出电流0.3A和灌入电流0.8A的典型峰值电流处理能力。L6599芯片会根据负载情况，运行到不同的工作模式：1.在重载，中载和轻载时，主电路的控制频率会被输出电压所影响，形成一个完整的反馈环。2.在空载或是非常轻载时，芯片会进行脉冲间歇的工作方式。当负载小到一定地步后，芯片会工作在一个可控的间歇工作状态，间歇时间的长短与负载有关。3.3L6599引脚定义L6599共有16个引脚，此篇文章中我们着重对13个引脚进行介绍与模拟。下面是对这13个引脚的简单介绍。1脚为Css脚，该引脚是软启动端，用于确定软启动时的最高频率。2脚为DELAY端，该引脚的作用为在电流过载时进行延迟关断，此引脚用于设置过载电流的最长延迟时间。3脚为CF脚，该引脚用以设定输出驱动信号的频率。4脚为RFmin脚，该引脚用以设置输出驱动信号的最低频率。5引脚为STBY引脚，该引脚确定芯片工作在哪种状态，该引脚低于1.25V，则芯片静止，高于基准电压50mV，则芯片会重新进入工作状态。6脚为ISEN脚，该引脚为电流检测信号输入端，用于过流保护。7脚为LINE脚，该引脚为对引脚上的电压进行监测，用于欠压保护。8脚为DIS脚，用于封锁驱动。9脚为PFC_STOP脚，该引脚是可以打开PFC(功率因数矫正)控制器的控制渠道。10脚为GND脚，该引脚为芯片地。芯片中所有的地都会与这个引脚连接。11脚为LVG脚，该引脚为下端门极驱动输出，用以驱动下端MOS管开断。12脚为Vcc脚，为芯片的供电引脚。15脚为HVG脚，该引脚为上端门极驱动输出引脚，用以驱动上端MOS管开断。另外13,14,16脚分别为空引脚，高端门极驱动的浮地以及高端门极驱动浮动电源，在本次设计中没有使用，故不作过多介绍。下面我们将对每一个引脚进行建模。3.4L6599各引脚的建模及仿真3.4.1RFmin引脚，CF引脚，HVG引脚和LVG引脚的建模这四个引脚组成了一个压控振荡器，实现了L6599的基本功能，即确定输出的驱动信号的频率，从输出端占空比约为50%的驱动信号。工作原理如下：芯片开始工作，RFmin引脚内部相当于有一个2V的电压源，此电压源与RFmin引脚上接的电阻相连，产生一个电流IRF，产生的电流通过受控电流源在CF引脚上产生一个电流，给电容CF充电，当CF上的电压高于3.9V时，RS触发器输出为低，打开另一个电流镜为电容C图3-1RFmin引脚，CF引脚，HVG引脚和LVG引脚电路模型图3.4.2STBY引脚的建模STBY引脚用于设置间歇工作模式，该引脚受反馈电压的限制，内部相当于有一个比较器，与该引脚的电压时刻与1.25V进行比较，当该引脚电压低于1.25V时，芯片进入静止状态，驱动无输出，振荡器被关闭。当该引脚相比于1.25V高50mV时，芯片重新开始正常工作。则该引脚可以用一个电压比较器模拟，如图3-2所示。图3-2STBY引脚电路模型图3.4.3ISEN引脚，Css引脚和DELAY引脚的建模DELAY引脚用于在电流过载时延迟关断，ISEN引脚为电流检测信号输入端，Css引脚为软启动端。根据L6599芯片的数据手册可知，这三个引脚之间是有一定关系的，因此我们在这里会一起对这三个引脚进行建模。由数据手册可知，三个引脚的大致工作原理如下：在ISEN引脚内部有两个电压比较器，因此我们现在分三种情况，当该引脚的电压小于0.8V时，代表没有过载电流，芯片正常运行；当该引脚的电压大于0.8V且小于3.5V时，会促使Css引脚上接的软启动电容Css放电，放电的速度与所连电阻有关，电阻为120Ω，当ISEN引脚上的电压大于0.8V时，会使得电容Css开始放电，并且使内部的一个恒流源被打开，恒流源为DELAY引脚充电，DELAY引脚的外围电路会对地接一电阻和电容，因此在恒流源的充电下，电压会不断升高，当其引脚上的电压上升至2V时，就会使电容Css直接接地，达到快速放电的作用，同时与PFC电路的连接引脚也会被拉低，上升至3.5V时，芯片关闭，内部电流源关闭，DELAY上所接的电容通过其上所接的电阻慢慢放电，放电速度取决于外部所接电阻的大小，直到电压低于0.3V时，芯片会重新进入工作模式；当图3-3ISEN引脚，Css引脚和DELAY引脚电路模型图3.4.4DIS引脚的建模DIS用于封锁驱动，可以用于过温保护或者过压保护，有数据手册可知，DIS引脚内部相当于有一个比较器，比较器的反相输入端接入一个1.85V的基准源，当该引脚电压比1.85V相交还高时，芯片会闭锁式关闭，只有当Vcc引脚上的电压低于UVLO门限电压之下时，芯片才会重新进入工作模式。因此如图3-4为DIS引脚建立的模型。图3-4DIS引脚电路模型图3.4.5LINE引脚的建模LINE引脚是一个检测输入电压的引脚，被用于欠压保护，通过阅读数据手册可以知道，当此引脚相较于1.25V更低时，芯片的输出会被关闭，并使得Css引脚上所接的电容使得释放，当电压相较于1.25V更高时，芯片重新进入软启动过程。该引脚的这个过程会有一些延后，如果检测出来的电压相较于1.25V更低时，内部的15μA电流源就会被打开，对软启动电容图3-5LINE引脚电路模型图3.4.6PFC_STOP引脚的建模PFC_STOP引脚与PFC电路相连，对PFC电路由控制作用。这个引脚是为了控制让PFC控制器何时停止工作而设计出来的，以达到对电路的保护作用或者实现电路间歇工作模式。该引脚被拉低有以下几个条件(满足其一即可):DIS>1.85V，ISEN>1.5V，LINE>7V，STBY<1.25V或DELAY>2V。则该引脚的模型可以入图3-6表示。图3-6PFC_STOP引脚电路模型图3.4.7Vcc引脚的建模Vcc引脚为整个芯片的供电端，并且在欠压时对电路有保护功能。通过阅读手册，该引脚上的电压至少要高于10.7V，芯片才会开启，而该引脚的电压低于8.15V时，芯片就会自行关闭。因此内部就可以包含一个RS触发器以构成UVLO滞环，RS触发器的正端输出信号为芯片内部各部分的使能信号。由上述分析以下面的模型，如图3-7所示。图3-7Vcc引脚电路模型图3.5芯片外围电路的设计本次设计的芯片外围电路主要分为四个部分，分别为压控震荡模块，欠压保护模块，软启动模块以及过流保护模块。如图3-8为整体的外围电路图。下面将对每部分进行详细讲解，并对每一部分的元件进行计算，进行仿真观察波形。图3-8,芯片外围电路3.5.1压控震荡器模块压控振荡器为L6599的主要功能，实现两个相差180°占空比约为50%的输出驱动信号。输出驱动信号的频率由RFmin引脚外界电阻以及CF引脚外界电容共同决定。如图3-9为压控振荡器外围电路。RFmin引脚接一电阻RFmin到地，接一电阻RFmax到输出电压采样电路，达到反馈控制作用，接一只缓起电阻Rss和一只缓起电容Css接地；CF引脚接一电容CF接地。电阻RFmin和电容CF与最小输出信号的频率有关，RFmax接到输出电压采样电路的输出光耦上，当输出电压发生变化时，采样电路的状态就会改变，进而通过电阻RFmax调节输出的驱动信号的频率，当光耦关断时，谐振网络电阻最大，为RFmin，输出的驱动信号频率最低fmin图3-9压控振荡器接线图下面分别为最小和最大频率的近似关系式f(3-1)f(3-2)在给定了CF后，最小工作频率和最大工作频率给定，就可以根据上述式子推导出RFmin和R(3-3)R(3-4)根据之前的计算可以知道，最小工作频率fmin=80.7kHz，最大工作频率fmaxR(3-5)R(3-6)在对压控振荡器进行仿真后可以得到一系列波形，下面将给出关键的波形图。图3-10输出驱动信号从图3-10可知，输出的两个信号驱动之间存在一个300ns的死区时间，防止直通，且输出信号的频率为80.6kHz，与理论相同。图3-11压控振荡器的振荡波形如图3-11可知，CF引脚的波形为一个标准的对称三角波。3.5.2欠压保护模块根据数据手册可知，LINE引脚为输入电压检测端，用于欠压保护，根据上文中对于LINE引脚的建模可知，当该引脚低于1.25V时，会关闭输出，并释放软启动电容，当该引脚的电压回升到1.25V时，芯片重新启动，如果该引脚的电压高于7V，芯片也会停止工作，通常让该引脚的电压在1.25V到6V之间，则该引脚的外围电路为一个分压电路，如图3-12所示。则关于开机和关机的门限，有如下公式V(3-7)V(3-8)解得R(3-9)R(3-10)其中Von，Voff分别为开机门限电压和关机门限电压。RH假设电压低于300V时，芯片启动欠压保护功能，电压回升到正常电压时，芯片重新启动。则可以计算出上端电阻与下端电阻。R(3-11)R(3-12)图3-12电压检测脚接线图3.5.3软启动模块软启动是为了防止开机涌流对电路造成损害而设计的。刚启动时，由于输出电容的初始值为零，相当于运行在短路工作状态，所以刚启动时应该高频启动，然后逐渐降低至正常工作频率。最初，软启动电容Css处于电压为0状态，光耦中的光电晶体管截止，此时，软启动电阻Rss与t(3-13)一般有如下关系R(3-14)C(3-15)通常启动频率通常为最小频率的4倍，这是根据数据手册中给出的经验公式，则f(3-16)可以算出R(3-17)C(3-18)3.5.4电流检测模块这里我们采用的是使用电容来进行分流的无损伤原电流的电流检测方法，如图3-13所示。根据上文中对于ISEN引脚的建模可知，当ISEN引脚上的电压高于0.8V时，振荡器的工作频率会迅速增加，限制能量的传输，高于1.5V时，芯片关机。