【《一种基于磁共振式的无线充电器设计》12000字（论文）】

第页一种基于磁共振式的无线充电器设计摘要随着社会的飞速发展，在日常生活中无线充电器的使用越来越广泛，现有的无线充电器大多为电磁感应式充电，其充电速度慢，不方便携带。为解决这一问题设计了一种基于磁共振式的无线充电器。该充电器具有充电效率高、远距离传输、千瓦级别输出功率和自由度大的优点。可以广泛应用于：智能家居、智能医疗和智能穿戴设备等，具有很宽广的应用范围，极大的方便了人们的日常生活。首先对磁共振式线圈的充电原理进行了理解。其次，利用AltiumDesign绘制了系统的PCB原理图：充电系统的电池模块由电量采集模块、STM32F103ZE和2.4GMhz的通信模块组成。充电模块具有与电池模块相同的模块。充电模块与电池模块之间通过2.4GMhz通信模块，实时检测锂电池的电量值，充电模块可以根据锂电池的电量来控制充电电流和电压的大小，从而达到智能充电，有效预防了“过充”和“过放”，最大程度的保护了锂电池。同时，制作并调试相应的PCB电路板。最后，用分级定电流法检测充电设备和电池设备性能的好坏。经过检测该设备的充电效果良好。软件部分基于Keil5完成了充电设备对电池设备的信息采集、控制和通讯的程序设计与调试。经过测试表明：充电设备的实际充电效率可达80%，充满一块2600mAh的锂电池只需要150mins。理论充电距离可达到12cm。在电量低于预警值时进行充电，高于上限值时自动断电。该磁共振式无线充电器是对原有的电磁感应式无线充电器的改进，在未来很有可能取代；该产品的应用是无线充电技术更加具有智能化和便捷化，能为大众带来更加更好的享受，即具有更好的前景。关键词：磁共振式,高效率,无线充电,无线通信目录摘要................................................................2前言................................................................5第1章磁共振式无线充电理论分析.....................................61.1总体设计原理....................................................61.2模块选择........................................................6第2章子系统分析和建模.............................................72.1谐振电路研究....................................................72.1.1谐振电路理论分析..............................................72.1.2谐振电路参数计算..............................................82.2逆变器设计......................................................92.2.1电压型全桥逆变器..............................................92.2.2SPWM调制原理.................................................102.2.3单/双极性SPWM调制对比.......................................122.3整流电路设计...................................................122.4A/D转换原理....................................................142.4.1采样-保持原理................................................142.4.2量化和编码原理...............................................16第3章相关参数计算................................................18第4章软件系统设计................................................194.1软件系统架构...................................................194.2A/D转换实现....................................................214.2.1A/D转换的配置................................................214.2.2A/D转换源码..................................................234.3SPI通信实现....................................................244.3.1SPI的特点....................................................244.3.1SPI的配置....................................................254.3.2SPI源码......................................................28第5章结论........................................................30参考文献....................................................31前言当前主流的无线充电原理有三种，电磁感应式无线充电：利用电磁感应原理进行接触式无线充电。该充电方式，民用的应用更加的广泛，例如：无线充电充手机（Samsung，Huawei，Xiaomi，iPhone......），AppleWatch，无线充电牙刷（欧乐牙刷）。功率比较低，大概只有5w至15w，比较出名的是苹果的Magsafe无线充电器，其功率可达15w左右。Huawei公司推出了实际充电速度为27w的无线充电器，但是需要匹配40w或60w的快充线，反而增加了成本。电磁感应式充电不够方便，且其效率随距离增加充电性能会发生迅速衰减。磁共振式无线充电：利用发射和接收线圈的谐振电路与逆变器产生的高频交流电发生共振，可以实现在最大电流下传播电磁波至接收线圈，并在副边线圈感应出电流进行电能的传输。该充电方式具有如下优点：自由度较大，两个线圈可以不用完全吻合；可实现远距离传输;功率可达千瓦级别;效率比电磁感应充电效率更高，目前最高的可达90%。微波发射接收式无线充电：是一种辐射能量式传播电能，对人有危害，不符合本产品的初衷。但是，多用于太空卫星，国防领域。国外现状:America制作了一种磁共振式充电器，在15cm的情况下可以实现6kw充电，效率高达89%。韩国科学技术院为公共汽车开发了一种公共汽车专用磁共振充电线路，可以使得该汽车在行驶时进行充电。丰田公司为其一款电动汽车制作了一个无线充电器停车位，可以实现4kw充电，1.5h后即可充满。国际方程式电动汽车锦标赛，已经采用磁共振充电技术为赛车进行充电。国内现状：国内起步比较晚，大部分还处于实验室状态。一些高校和科研院，车企在进行探索，但是发展速度很快。中国科学院电气工程研究所制作了一套汽车磁共振充电系统：3.3kw，90%效率，充电距离20cm。东风汽车和中兴联合制作了磁共振式无线充电公交示范线，充电功率60kw，并实现了自动化控制，电量计量和电费计算。无线充电未来的发展趋势：（1）小型化，轻便：如果太重，对车身来说不够轻便，不利于节能减排。（2）移动充电：即使汽车在行使，也可以进行无线充电，有效降低电动车电池的容量，并提高行程。（3）智能化：为了保护电池，可以自动调整充电速度，自动充断电，不需人为管理。（4）通用化：根据不同的电池及其参数，自动调整充电参数，满足更多的需求。降低成本，提高效率。本产品以后可以投放到：商场，餐饮店，无人机停机坪，专用车位。现在主要的制作公司：MIT，Intel，日本富士通，丰田，BYD,东风汽车和中兴。需要克服的问题：充电效率和能量损耗：（1）线圈，采用螺旋形线圈，可以克服涡流；线圈材质可以采用利兹线，减小集肤效应，使得导体的等效电阻变大，增肌损耗。（2）开关器件可以考虑对moseft采用软开关技术（通过外部电路降低开关管的非零电流和电压的重叠时间，进而降低开关损耗）。（3）发射线圈RC谐振电路补偿电容的参数：选择耐压高和耐电流高，工作频率高，等效内阻小的电容，以降低损耗。磁共振式无线充电理论分析1.1总体设计原理首先将充电设备接入220V交流市电，通过整流和滤波之后得到15V左右的直流电压。该变压器经过3：1的匝数比的变压器将压至5V直流电压，该直流电压通过ZVS模块逆变为5V的交流电压。利用发射线圈和接收线圈的谐振电路与逆变器产生的高频交流电发生共振，可以实现在最大电流下传播电磁波至接收线圈，并在副边线圈感应出高频电流实现电能的传输。为提升传输效率，在原副边线圈串联相同参数的补偿电容和电阻。副边产生的5V交流电交流经过降压模块降至3.7V左右，再进行整流和滤波得到3.7V的直流充电电压，为锂电池进行充电电池设备连接2.4GMhz发射模块与充电设备的2.4GMhz的接收模块进行无线通信，A/D可对2.4GMhz的接收模块进行实时电量采集，将该电量信号送人STM32中，进行处理。STM32输出占空比可控的直流PWM波控制MOSEFT的门级g根据电量信息控制5V直流电压的幅值，以实现调节充电电压的目的。以下为智能无线充电器的设计原理图：图一设计原理图1.2模块选择（1）经过对市场调研和测试，查阅相关资料，选择当前的主流锂金属电池，其定额定电压为3.7V，额定容量为2600mAh。锂电池的材料为纳米氧化物，极大的提升锂电池的充放电次数和充放电的效率。（2）ARM主控芯片：采用的是STM32F103ZE,具有功耗低，功能强大的特点。在自动控制和微机领域有着十分广泛的应用。（3）零电压开关模块：可以将其看作是一个DC/AC逆变器。（4）PWM电子开关模块：选用的芯片型号为EL8174DIP这是一种常用的线性光耦芯片，在精度较高的电路中有着十分广泛的应用，可以隔离上下级电路，提高电路的抗干扰性；同时在含有强电的电路之中，还可以起到防止强电入侵控制电路的作用。（5）2.4GMhz无线传输接收发送模块：以NRF24L01模块为基础，设计了无线充电装置的接收和发射装置。同时采用了射频芯片BK2427，其内部集成了所有与射频（RadioFrequency）协议有关的高频率信号处理部分，这种芯片的优点是开发过程相对容易和射频芯片传输效果良好，在应用上十分的广泛。其中，具有远距离传输能力的高频电磁波称为射频。（6）A/D采集模块：STM32F103ZE含有A/D采集模块，只需配置相应I/O口，并调用ADC转化的库函数即可。具体过程依次为：采样、保持、量化、转化。（7）无线充电线圈设计：接收线圈和发射线圈所用材料为绝缘铜导线，其直径为0.5mm，长度4cm，同时采用螺旋缠绕的方式进行布局。在实际测试之后，若要达到最佳的充电效果，谐振频率可以设置为120HZ。接收线圈和发射线圈的有效距离可达12cm，同时两个线圈不用全部吻合也可以实现无线充电，体现了该装置的便捷性和灵活性。子系统分析和建模2.1谐振电路研究2.1.1谐振电路理论分析对于R-L-C串联无源端口网络，其由其本身原件的参数决定，外来输入信号的变化（例如：输入端施加的正弦信号的频率），当时使电路发生谐振。发生RLC串联谐时，R-L-C电路的端口电压出现同相位，此时电路呈现出纯电阻属性。发生串联谐振时，电路的总阻抗值最小，由欧姆定律可知，此时谐振电路的电流最大。即产生的磁场也越强。谐振的实质是：在能量守恒定律的条件下，电场能和磁场能的总和时刻保持不变电容C中电场能与电感L中的磁场能互相转换。电源不必与电容或电感往返转换能量，只需要给电路中电阻所消耗的电能提供能量即可。研究谐振对研究能量传输的意义重大，当系统的谐振电路一直处于谐振状态时才可以保证高效率充电和稳定的输出。一般可以用品质因数Q描述上述R-L-C串联谐振电路的谐振特性。品质因数的意义一般有两点：品质因数Q越大，谐振电路储能的效率越高Q值也体现了电路对输入信号频率的选择性。R-L-C串联谐振电路对不同的输入信号有不同的响应，但对谐振信号最为突出，这种突出表现体现为端口的电流幅值最大；而对远离谐振信号的频率进行抑制。随着品质因数Q变大，谐振曲线的峰值出越尖。当稍微偏离谐振频率时，幅值曲线(放大倍数）急剧下降，电路对非谐振频率下的电流具有较强的抑制能力，所以品质因数Q越大，选择性越好。L-C串联谐振电路的闭环传递函数为：,因此电容，电感，电阻的存在会使电路的放大倍数发生变化。图三的横坐标表示输入信号，纵坐标表示放大倍数，:下限截止频率，小于称为低频段；：上限截止频率，大于称为高频段；介于二者之间的频段称为中频段，也称之为通频带：。若此时输入信号的频率在数值上等于或时，此时电路的放大倍数在数值上等于最大放大倍数的0.707倍，最大放大倍数：。低于下限截止频率或高于上限截止频率都会使得幅值发生衰减。在实际应用中，尽可能的降低通频带的宽度，有效降低输入信号中的噪声干扰效果。例如，在本设计中通过调整R,L,C的参数可以改变频带宽度，使得通频带变窄，提升电路的选频能力。综上所述，品质因数Q和通频带的宽度呈现出反比关系；从这两个概念出发均可以体现出系统的选频能力。图二谐振曲线图三通频带‘图四RLC串联谐振电路2.1.2谐振电路参数计算根据电路理论，对于串联RLC电路的总阻抗Z为：(2-1)因此端口电压和端口电流的关系式为：(2-2)若谐振电路的总阻抗Im（Z）=0，即Z=R时，这是的谐振电路仅表现出电阻特性，端口电流的相角和端口电压的相角相等，此时电路处于R-L-C串联谐振状态，发生串联谐振时：(2-3)可求得谐振角频率，谐振频率为：(2-4)在谐振频率和串联谐振电路的工作频率相等时，即时，整个谐振电路的阻抗值取，此时由（2-3）可知感抗在数值上等于容抗的相反数，即相互抵消，电流最大。当时，容抗大于感抗，谐振回路呈现容性当时，容抗小于感抗，谐振回路呈现感性感抗或者容抗越大，电流越小。根据品质因数的定义，可以求得：(2-5)此时电感L、电容C两端的电压分别为:(2-6)由此可见，当R-L-C电路发生串联谐振时，由于电感和电容电压的相位相反发生相互抵消。电感电压和电容电压与电源电压的比值就是品质因数Q。随着品质因数Q的增加，电感和电容两端的电压幅值也会逐渐上升，甚至远大于电源电压的幅值。因此在使用串联谐振电路时，要适当考虑串联的电容和电感的耐压性，否则会损坏元器件，将电容击穿uj。当电路发生RLC串联谐振时，电感和电容吸收的无功功率分别为：（2-7）电路吸收的总无功功率；（2-8）从式2-8可以得出结论，RLC电路发生串联谐振时不会从外部吸收和发出无功，电感L和电容C的能量发生周期性的变化。2.2逆变电路设计2.2.1电压型全桥逆变器原理电压型单项电压源型全桥式逆变器的基本组成是：4个MOSEFT和4个续流二极管。常用的驱动全桥式逆变器的开关器件的方法有三种：固定脉冲控制；脉冲移相控制；正弦脉冲宽度控制SPWM；电压型单项全桥式逆变器的原理如下图所示：图五电压型单相全桥式逆变电路固定脉冲和移相控制，输出的交流电压是矩形方波，含有较多的低次谐波，且低次谐波的幅值较大，为了减小输出电压的谐波分量，可以采用SPWM控制。SPWM控制是在Q1和Q4的180°导通区间内，对Q1和Q4进行通断控制（斩波控制）；在Q2和Q3的180°导通区间内，对Q2和Q3进行通断控制（斩波控制）。这样交流输出电压由一系列脉冲组成，脉冲的个数越多，低次谐波的分量将越小。2.2.2SPWM调制原理SPWM的调制原理：在DC/AC逆变时，一般希望在输出端输出标准的正弦交流电，但在实际的开关电路中很难实现。利用数学上面积等效原理：可以将正弦波划分为N等份，每等份用N个幅值相同（脉冲宽度调制PWM:矩形脉冲等高不等宽）的矩形脉冲来替代，如果第1，2，3......n个矩形脉冲的面积分别与第1，2，3......n个等宽度的曲边梯形（由正弦波与横轴所围成的面积分割而成）的面积相等，则一系列的矩形脉冲就可以与标准的正弦波进行等效。图六面积等效原理图SPWM调制分为单极性调制(Signalmodulation）和双极性调制(Bipolarmodulation）。在单极性调制时，用Uc表示将三角波表示为载波，用Ur将正弦波表示为调制波。单极性调制是指三角载波只有正或负的单一极性。控制MOSEFT开通和关断的开关驱动信号在正弦调制波与三角载波的交点处产生。在正半周时，Ur>Uc时，驱动Q1和Q4，Ur<Uc时，Q1和Q4关断；在负半周Ur<Uc时，驱动Q2和Q3，在Ur>Uc时，Q2和Q3关断。图（b）时开关器件Q1和Q4的驱动脉冲，图（c）是开关器件Q2和Q3的驱动脉冲。在正弦调制波Ur的正半周Q1和Q4开通与关断交替进行，Q2和Q3始终处于关断状态；在正弦调制波Ur的负半周Q2和Q3开通与关断交替进行，Q1和Q4始终处于关断状态。将四个驱动信号分别接到开关管的控制极Gate，控制其开关断，则可以在拳脚逆变器的输出端产生如图（d）所示的交流电压，通过改变调制波的频率和幅值可以控制输出交流电的频率和电压。图七单极性SPWM调制波形图双极性SPWM调制（SBPWM），在双极性调制时，以三角波为载波Uc，正弦波为调制波Ur。双极性SPWM调制的特点是：三角载波在半周期中不仅有负极性还有正极性；和单极性调制相同的地方在于，也在正弦调制波和三角载波的交点处产生控制MOSEFT开通和关断驱动信号，此信号作用于MOSEFT的门极Gate。但是Q1，Q4和Q2,Q3互补导通。三角载波大于正弦波时（Ur<Uc），Q2和Q3导通，Q1和Q4截止；三角载波小于正弦波时（Ur>Uc），Q2和Q3截止，Q1和Q4导通。在逆变器交流输出电压在半个周期中，输出交流电有正负两种极性，这也是双极性调制的另一种体现。图八双极性SPWM调制波形图2.2.3单/双极性SPWM调制对比双极性调制和单极性调制的比较：双极性调制和单极性调制都是在三角载波和正弦调制波相交之后进行比较产生控制MOSEFT的高低电平。调节交流输出电压的大小和频率可以通过调节正弦调制波的频率和幅值实现。这种调制技术不在需要调控直流电源源，调节频率和幅值（VVVF）控制均可在逆变器的控制中完成。（1）定义调制比M为调制波幅值和载波幅值之，反应三角波和正弦波的关系：(2-9)改变M即调节了输出交流电压。（2）定义载波频率与调制波频率之比为载波比：（2-10）一个周期中组成输出交流电的脉冲个数可以由载波比确定。单极性调制在输出交流的半周期内输出电压的基波值较高并且只有单一极性（正或负极性）的脉冲；双极性调制在输出交流的虽然在半周期内有正负两种极性脉冲，但逆变器输出电压基波值低于单极性调制的输出电压幅值；双极性调制的优势在于：高灵敏性。这也使得其应用比单极性调制更加的广泛。在载波比的数值很大时（即时，随着N变大，逆变器在一个周期输出的正弦脉冲的数量也会随之变多），且M≤1时，则基波电压幅值：（2-11）双极性调制同相上下桥臂的MOSEFT交替导通时，较容易产生直通现象，因此上下桥臂开关的关断和导通之间要间隔一定的时间间隔，称为“死区”以确保不产生直通现象，损坏器件。插入死区使得输出电压波形产生一定的畸变，输出电压的幅值也会有略微的下降，并使得输出电压含有低次谐波，而单极性调制没有这个问题。2.3整流电路设计三相桥式全控整流电路，多用于整流电路，该部分应用于接收线圈后的整流器进行AC/DC变换。基本组成：由六个晶体闸流管组成（上面三个代号分别是1，3，5的共阴极晶闸管和下面三个代号分别为4，6，2的共阳极晶闸管组成，也可以理解为由两个三相半波整流电路串联而成）上面（下面）三个相邻桥臂晶闸管发生120°交替导通，同一桥臂上下两个晶闸管导通角相差180°相位。导通顺序：,相邻两个晶闸管导通角相位差为60°，上桥臂导通时，下桥臂VT2或VT6必有一个导通，这样才能形成闭合回路。现在引入三个有关定义：（1）控制角α：晶闸管承受正向电压到开始导通之间的相位差。（2）导通角β：晶闸管导通的角度。（3）移相范围：调节控制角alpha，可以改变输出电压和输出电流的幅值和波形，对于三相桥式可控整流电路而言，移相控制范围为（随着控制角α变大，Ud的幅值变小。在α＞60°时，输出波形开始断续），称这种通过改变控制角来控制输出电压的电路为相控整流电路。双脉冲触发方式（触发脉冲宽度ωt≤60°）：若用窄脉冲触发整流电路的晶闸管，那么需要在一个周期内施加两次触发脉冲在同一个晶闸管上，间隔为ωt=60°，这是因为随着控制角α变大，Ud的幅值变小，在α＞60°时，输出波形开始断续；若只施加一次触发脉冲，很有可能使得下一号晶闸管即使导通也不能和上一号晶闸管形成闭合回路，即上一号晶闸管已经提前关断。晶闸管的触发脉冲宽度ωt＞60°，称为宽脉冲触发，可以保证在任何一个时刻上下桥臂各有一个晶闸管导通，形成通路。因此采用这种触发方式触发晶闸管提升了三相桥式整流电路的可靠性。双脉冲触发的工作原理：①α=0°时VT1导通，与此同时给VT6施加一个触发脉冲，形成闭合回路。②60°后给VT2施加一个触发脉冲，由于60°后b点的点位高于c点，故VT2导通（Uac的压降大于Uab，先导通）；由于VT2导通，钳制了共阳极端的电位，c点的电位低于b点电位，此时VT6截至并与VT2进行换流；③60°后触发VT3同时给VT2补一个触发脉冲由于Ub大于Ua，所以VT1截至并与VT3换流；④60°后触发VT4，同时给VT3补一个触发脉冲，Ua<Uc<0，所以VT2关断，由于此刻Ub最大，故VT4导通，依次类推。图九三相桥式全控整流电路图十三相桥式全控整流电路控制角α=60°晶闸管VT1承受的电压如图十（j）所示，在VT1导通时，Uvt1=0，在VT3导通时，Uvt1=Uab，在VT5导通时，Uvt1=Uac，这与三相半波电路相同，晶闸管承受的最高反向电压为：（2-12）因为三相桥式电路相当于串联上下两个三相半波整流电路，因此，在电阻负载电流连续时，三相半波电路整流电路的平均输出电压是三相桥式全控整流电路的二分之一，则三相桥式整流电路带纯电阻负载输出端的平均电流和平均电压：(2-13)2.4A/D转换原理A/D转换的基本过程是：采样→保持→量化→输出。基本原理：香农采样定理：(2-14)A/D转换器在进行采样时的工作频率必须高于式（2-14）输入模拟信号的最高频率的2倍。虽然提高采样频率以后可以提高AD转换的精度，但是每次进行A/D转换的时间，因此需要有更快转换速度和更高精度的A/D转换器。因此，不可以无限制的提高取样频率，通常取：（2-15）图十四对输入模拟信号的取样2.4.1采样-保持原理取Vref=0，定义VL为数字电平（VL=1或VL=0），则VL=1时S接通，VL=0时，产生驱动信号使得S断开。电路工作于采样状态时VL=1，这时产生控制信号，导致Switch闭合，运算大器A1和运算放大器A2的放大倍数均为1，或称为电压跟随器状态，即：。可将电容接在R2的引出端与地之间，可以为电容充电，到达稳态后（保持）。在取样结束进入保持状态时，VL的电平由高电平（1）变成了低电平（0），采样电路的工作状态采样。这时Switch断开，上的电压基本不变，可以认为。因而输出电压，输出端几乎不会发生改变。在图十四中含有保护电路，由两个二极管组成。如果没有这个电路作为保护，如果在后面需要Switch接通以前VI发生了较大变化，由于运算放大器A1处于电压跟随，Vo1也会发生较大变化，使得A1的输出达到饱和。这会使得较高的电压加在开关电路上。接入由两个反并联二极管组成的保护电路之后，当Vo1-Vo=VD1时，二极管VD1导通,此时Vo1的电压被钳制为VI+VD1，而不是±Uom；当Vo1-Vo=-VD1时，二极管VD2导通，此时Vo1的电压被钳制为VI-VD2。在S接通的情况下由于Vo1≈Vo，所以D1和D2都不导通，保护电路不起作用。现有两个指标：(1)保持阶段输出电压的下降率(2)取样过程中电容上的电压值达到稳态值所需要的时间（充电时间）这两个指标是衡量A/D转换中的采样-保持电路性能的两个最主要的性能指标。图十四是LF398芯片的内部电路图，选定其为A/D转换部分的采样-保持电路。该芯片采用了MOSEFT和少子、多子均参与导电的混合工艺。输入端的运算放大器A1的输入级采用了双极型三极管（BJT:三极管工作时少子和多子均参与导电），提高了工作的速度并降低输入失调电压；输出端运算放大器中，输入极A2采用的是场效应三极管（MOSEFT，电压驱动型),其优点是：增加了集成运放的输入阻抗的大小减小信号的失真减少保持时间内上的电荷损失外接电容的电容量的大小和漏电情况决定了输出电压的下降率。的电容越大漏电情况越小，输出电压的下降率就越低。然而加大电容量会使获取时间加大，所以选择的容量应当兼顾电压下降率和获取时间。图十四中的的低漏电容，使得输出电压的下降率达到了。图十五采样-保持电路图十六电压跟随器现在对上述采样-保持电路电压跟随的原理进行说明：在同相比例运算电路（同相输入端接输入信号，反相输入端接地）中，若将输出电压全部反馈到反相输入端，就构成了如图十五所示的电压跟随器。电路中引入了电压串联负反馈，且反馈系数为1。由于(是反相输入端，是同相输入端），那么输入电压和输出电压的关系为：（2-16）理想运放的开环差模电压放大倍数：(2-17)因为为一个有限值，而且虚短：≈0，所以。2.4.2量化和编码原理数字信号和模拟信号的区别在于，数字信号不仅在时间离散（不连续）的，在数值上也是离散的，这是数字信号和模拟信号最本质的区别。在进行A/D转换之前，将每个数字量规定为一个最小数量单位的整数倍。在进行A/D转换时，将采样电压表示为这个最小单位的整数倍。这个转化过程称之为量化，所取的最小数量单位称为量化单位，用Δ表示。通过触发电路将量化的结果用代码表示出来，称为编码。编码的结果便是A/D转化的结果，如图十六所示。例如将输入的电压模拟信号0Voltage-1Voltage转化为三位二进制代码，可以取量化单位Δ=2/15V，那么0V至1/15V表示000，1/15V至3/15V表示001，3/15V至5/15V表示为010以此类推，这些代码就是A/D转化的结果。以上这种量化方式可使得量化误差Δ=1/15V，提高了精度。以下为所用的STM32F10XADC特点：（1）12位逐次逼近型的ADC转换器。（2）最多带三个ADC控制器。（3）可测量16个外部和2个内部信号源，最多支持18个通道(通过切换不同的模拟开关可以实现），可测量2个内部信号源和16个外部信号源。（4）支持连续和单次相互转换的转换模式（5）在进行完A/D转换之后，注入发生模拟看门狗事件和转换结束，产生中断（6）通道0到通道18的自动扫描模式，即模拟开关可以自动切换（7）自动校准（8）采样间隔可以按照通道编程和设置。（9）规则通道和注入通道均有外部触发选项。（10)在16位数据寄存器中将转换结果以左对齐或右对齐方式进行存储。（11）A/D的最大转换速率。（12）ADC的供电要求：2.4V-3.6V。（13）ADC输入范围图十七量化原理图图十八STM32F103ZE-A/D转换器原理图相关参数计算滤波电容C1：由下式可以求得：(3-1)稳压二极管D采用12V的IN4742系列；变压器：功率为10w，频率为190HZ；SP型补偿电容用于串联谐振电路补偿：(3-2)发射线圈和接收线圈的耦合系数由串联耦合测试法得到。将两个线圈串联正接：（3-3）串联正接：（3-4）得到两个线圈的互感：(3-5)耦合系数：(3-6)接收电路的整流器所接滤波电容C2：(3-7)其中：软件系统设计4.1软件系统架构该智能无线充电器的软件部分可以分为系统调用层和设备驱动层两部分，系统调用层主要负责设备的具体功能设计，给模块加入指定的功能设备驱动层主要负责初始化AD转换，SPI通信和GPIO接口等基本外设。软件结构框图如图十九所示。ARM驱动程序流程图如下图所示：4.2A/D转换实现4.2.1A/D转换的配置接下来对STM32F103ZE单次转换模式进行了相关配置，用于完成充电设备对电池设备电量的检测。A/D转换采用ADC通道1。这里需要说明一下，使用到的库函数文件存储在在stm32f1xx_adc.文件和tm32f1xx_adc.c文件中。配置ADC1可以分五个步骤完成：开启GPIOA口时钟ADC1时钟，然后设置模拟输入端口为PA1。同时要把PA1复用为ADC，ADC1时钟还需要进行使能。使能GPIOA时钟和ADC1时钟的具体方法为：__HAL_RCC_ADC1_CLK_ENABLE();//使能ADC1时钟__HAL_RCC_GPIOA_CLK_ENABLE();//开启GPIOA时钟初始化GPIOA1为模拟输入的关键代码为：GPIO_InitTypeDefGPIO_Initure;GPIO_Initure.Pin=GPIO_PIN_1;//PA1GPIO_Initure.Mode=GPIO_MODE_ANALOG;//模拟GPIO_Initure.Pull=GPIO_NOPULL;//不带上下拉HAL_GPIO_Init(GPIOA,&GPIO_Initure)(2)初始化ADC，设置ADC时钟分频系数、分辨率、模式、扫描方式、对齐方式。在HAL库中，初始化ADC是通过函数HAL_ADC_Init来实现的，该函数声明为：HAL_StatusTypeDefHAL_ADC_Init(ADC_HandleTypeDef*hadc);该函数只有一个入口参数hadc，为ADC_HandleTypeDef结构体指针类型，结构体定义为下图所示：该结构体定义和其他外设比较类似，第二个成员变量Init含义:结构体ADC_InitTypeDef类型，结构体ADC_InitTypeDef定义为下图所示：和其他外设相同，ADC的MSP初始化函数在HAL库中也是可以找到的。通常，MSP初始化函数中都会存放GPIO初始化函数和时钟使能函数。函数声明为：voidHAL_ADC_MspInit(ADC_HandleTypeDef*hadc);(4)开启AD转换器。在完成了步骤(1),(2),(3)之后AD转换器就打开了（通过寄存器控制)。HAL_ADC_Start(&ADC1_Handler);//开启ADC(5)配置通道，读取通道ADC值。此时就已经完成了A/D转换的预设，准备就绪。设置规则序列1里面的通道，在启动ADC转换之前，需要设置在规则序列一里中的通道。只有完成这一步之后，才能在结束转换之后，读取A/D转换的最终结果。设置采样周期和规则序列通道的函数是:HAL_StatusTypeDefHAL_ADC_ConfigChannel(ADC_HandleTypeDef*hadc,ADC_ChannelConfTypeDef*sConfig);该函数有入口参数有两个：入口参数1：结构体指针类型入口参数2：，是结构体指针类型其结构体定义如下图所示：尽管结构体有四个成员变量，但是对于STM32F103ZE只用到了Channe1,Rank,SamplingTime前面三个成员变量。Channel表示为设定为ADC通道1规则序列中：第几个转换是用Rank来设置要配置的通道采样时间用SamplingTime来配置。具体操作为：完成对通道1的配置和使能ADC之后，就可以开始读ADC转换的值。这里采用查询的方式读取A/D转换的结果即电池设备锂电池的电量信息，但是转换也是需要时间的，因此这里需要等待转换结束。此过程HAL库提供了专用函数：HAL_ADC_PollForConversion的定义为：HAL_StatusTypeDefHAL_ADC_PollForConversion(ADC_HandleTypeDef*hadc,uint32_tTimeout);等待上一次转换结束之后，接下来就是读取ADC值，函数为：uint32_tHAL_ADC_GetValue(ADC_HandleTypeDef*hadc);4.2.2A/D转换源码同时，在HARDWARE分组下面新建了adc.c，也添加了对应的头文件adc.h。adc.c文件中的代码是对A/D转换相关函数的初始化，adc.h文件中的代码是和A/D转换相关的操作函数。下图分别是adc.c文件，adc.h文件和main.c文件中的源码。（1）adc.c文件：（2）adc.h文件：main.c文件：4.3SPI通信实现4.3.1SPI的特点串行外围设备接口就是SPI。如今在FLASH、EEPROM、AD转换器、实时时钟、数字信号解码器和数字信号处理器DSP数字信号解码器之间均会用到SPI。SPI是一种通信总线，其基本特性是：高速、全双工、同步；在PCB设计时，其芯片的管脚上只占用4根线，为PCB的布局节省了空间，提高了芯片管脚的使用效率，因此这也使得SPI应用十分广泛。该智能无线充电系统的ARM核：STM32F103ZE也有SPI接口。SPI接口一般使用4条线通信：(1)MISO：MastInSlaveOut，从主机设备（Mast）数据输入，从从机设备（Slave）数据输出。(2)MOSI：MastOutSlaveIn，从主机设备（Mast）数据输出，从从机设备（Slave）数据输入。(3)SCLK:由主设备产生的时钟信号。(4)CS:在主设备控制下从设备片选信号。SPI主要特点有：可以同时发出和接收串行数据可以当作主机或从机工作提供频率可编程时钟发送结束中断标志写冲突保护总线竞争保护等根据外设工作要求，其输出串行同步时钟极性和相位可以进行配置，可以实现外设和SPI模块进行数据交换，时钟极性（CPOL）对传输协议没有重大的影响。（1）CPOL=0时，串行同步时钟的空闲状态为low（2）CPOL=1时，串行同步时钟的空闲状态为highCPHA（时钟相位）能够在数据传输时，从两种不同的传输协议中选择传输协议之一进行传输数据:CPHA=0时,数据采样在串行同步时钟的第一个跳变沿（↑或↓）进行CPHA=1时,数据采样在串行同步时钟的第二个跳变沿（↑或↓）进行。与SPI主模块通信的外设备时钟相位和极性应该和SPI主模块一致。4.3.1SPI的配置在头文件stm32f1xx_spi.h和stm32f1xx_spi.c中定义了SPI相关库函数。以下五个步骤是对STM32F103ZE的主模式配置，具体步骤如下：配置相关引脚的复用功能SPI2时钟需要先对其进行使能。通过寄存器的第14位对SPI2的时钟进行设定。其次要将SPI2的相关引脚设置为输出复用模式，若没有此步骤，这些I/O口的状态任然是默认，即标准输入输出端口。这里使用的作为三个复用功能的I/O口是GPIOB-13、GPIOB-14、GPIOB-15。对SPI2时钟使能的具体C语言代码如下图所示：通过SPI2_CR1来设置SPI2工作模式将SPI2的模式设定为主机模式，数据的格式是8位,然后通过CPHA位和CPOL位来设置采样方式和SCK时钟极性。并设置SPI2