【《具有频变耦合的直线型带通滤波器设计案例》4300字】

具有频变耦合的直线型带通滤波器设计案例目录TOC\o"1-3"\h\u15021具有频变耦合的直线型带通滤波器设计案例 141621.1引言 1130611.2直线型频变耦合QMSIW滤波器 2132881.2.1传输零点可控的频变耦合结构设计与分析 2150171.2.2直线型拓扑QMSIW设计 5315761.2.3仿真与测试结果 799611.3直线型频变耦合EMSIW滤波器 9220241.3.1频变耦合EMSIW滤波器基本结构 98021.3.2EMSIW滤波器的设计与分析 101.1引言直线型拓扑相较于交叉耦合拓扑和提取零极点结构，仅包含主耦合路径，所涉及的耦合路径和电路单元数量是最少的。同时，其源与负载分别位于拓扑结构最两端，易于实现较高的隔离度。利用带外有限传输零点(FTZs)可以提高滤波器频率选择性。除了交叉耦合和提取非谐振节点的方法，频变耦合技术也可以引入额外传输零点，同时它还具备实现尖锐截止阻带[67]和宽阻带[80]的特性。传统的直线型拓扑滤波器不能实现有限频率处传输零点，只能通过增加滤波器阶数提高其频率选择性，相应的会增加其尺寸，难以实现小型化。合理的引入多个频变耦合可以产生额外的多个传输零点，同时不会增加滤波器阶数、尺寸和耦合路径，提高滤波器带外抑制和频率选择性。1.2直线型频变耦合QMSIW滤波器1.2.1传输零点可控的频变耦合结构设计与分析图1.1SIW,HMSIW,QMSIW电场分布特性如图1.1所示为本节所采用SIW谐振腔电场分布特性，根据3.1节的基本理论，当SIW谐振腔工作在主模TE101时，腔体内场分布对称。利用对称性，沿图示虚线磁壁切割两次，分别得到半模基片集成波导(HMSIW)和四分之一模基片集成波导(QMSIW)。由图1.1可见，基片集成波导两次切割仍具有良好对称性，因而这种技术可以用于后期小型化滤波器的实现。图1.2两阶频变耦合QMSIW滤波器结构图如图1.2所示，两个谐振器之间的直接耦合与频率无关，主要由感性窗口的大小控制。QMSIW谐振腔之间的磁壁开放面端存在不连续性结构，为传输零点可控的频变耦合结构。该结构由刻蚀微带线与两个对称金属通/埋孔组成，与两腔间感性窗口共同构成了混合耦合的形式，形成频变。金属化孔的直径为df，深度为hf。微带线左右两侧的间隙为g1，下方间隙为g2。频变耦合的容性部分电耦合强度大小由长度为fy、宽度为fx的微带线控制。电场沿微带线传播，导致两个谐振器之间产生电耦合。在微带线的两端分别附带两个金属化孔，这两个金属化孔扰动腔体中电场最强的位置。所以，腔体间电场通过不连续结构传播，存在频变耦合。磁耦合强度主要有感性窗口g3的大小控制。总结来看，一个确定的频变耦合可以又刻蚀的微带结构尺寸fy、fx，以及感性窗口大小g3控制。提取弱耦合下的S21参数曲线，由图1.3和1.4可知，引入的额外传输零点位置可由金属孔深度hf、微带长度fy灵活控制。由图1.3所示，保持其他参数不变，改变金属孔的深度，传输零点(TZ)从低频向高频移动，两个谐振腔的谐振点基本保持不变，说明该孔深度对谐振频率基本没有影响。由图1.4所示，TZ随着长度fy的增加而朝着高频移动。相应的会引入寄生耦合频率，这是因为两个金属孔分别位于微带结构两端，随着长度的增加而移动，在实际电路应用中，金属化孔等效为电感，因此会一定程度上引入寄生频率。为了不恶化滤波器的频率选图1.3不同金属孔深度hf的弱耦合参数择性，必须使寄生频率远离通带。由图1.4可知，增加微带长度，带宽稍微变宽，传输零点位置会相应的远离通带。所以在设计中，应当恰当的调节微带长度与金属孔的位置。感性窗口g3主要控制磁耦合的大小，其尺寸对于耦合强度影响较大，对于传输零点位置也有影响。调节其大小对于有效控制电磁耦合比例具有重要作用。图1.4不同微带长度fy的弱耦合参数 (1.1)通过式(1.1)提取该结构的耦合系数，其中f1和f2分别表示腔体间耦合谐振频率。图1.5为提取频变耦合结构中fy和g3参数的耦合系数曲线。由图1.5可知，该耦合中电耦合占主导地位，随着长度fy的增加，耦合曲线斜率增大，电耦合强度增加。通过对比不同感性窗口的耦合系数曲线，可以发现随着感性窗口的增大，耦合强度减弱，说明磁耦合强度增加。耦合曲线在同一fy不同g3尺寸下，斜率基本不变，说明电耦合主要与曲线斜率相关，控制长度fy可以很好地控制电耦合强度。因此，可以调节微带长度fy和感性窗口g3尺寸控制耦合强度与耦合系数的大小，此外，还需恰当调节金属孔的深度与位置，最终达到所需设计要求。以上所有的参数均在ANSYSHFSS中仿真。图1.5提取的耦合系数K1.2.2直线型拓扑QMSIW设计考虑频变耦合，导纳矩阵A可以表示为式(2.15)，即一个频率变量矩阵C和耦合矩阵M。反归一化后带通滤波器中阻抗变换器可以表示为式(1.2)，可以看出，耦合系数为归一化频率的线性函数的低通原型可以转化为恒定耦合系数网络。实际应用中，通过需要寻找一种物理耦合结构，只考虑中心频率f0附近的小范围，确保Jij在特定频率ftz处变成零。这意味着频变耦合可以通过混合电磁耦合的形式来实现，并且其谐振于ftz处。同时，中心频率处的耦合系数Mij满足方程(1.3)，要找出传输零点的位置与ftz的大小一致是较为困难的。 (1.2) (1.3)为了验证提出的传输零点可控频变耦合结构，设计了一款四阶QMSIW滤波器。中心频率为2.15GHz，相对带宽为13%，回波损耗为20dB。直线型拓扑可以通过特定的综合过程得到，图1.6给出本设计的耦合矩阵和拓扑结构具体综合过程。由2.1节综合过程得到初始的横向耦合矩阵，接着利用2.3节优化方法，对初始横向矩阵优化得到级联三角形结构拓扑，如图1.6(a)所示。通过2.2.2节综合步骤，综合得到第一个频变耦合的整体过程如图1.6(a)-(c)。利用式(2.16)(2.17)，通过一次相似变换，得到图1.6(b)所示格型(LatticeStructure)拓扑结构。为了通过一次相似变换，同时消除格型拓扑两个交叉耦合(谐振器1和3、谐振器2和源之间耦合)，需要利用式(2.20)对第一个谐振器进行缩放，缩放后相应部分耦合值会发生改变。最后，利用式(2.22)对其相似变换得到第一个直线型结构，如图1.6(c)所示。图1.6直线型拓扑频变滤波器综合过程这样的图之后，对另一个三角形结构采取同样的相似变换与缩放步骤，如图1.6(d)-(e)所示。最终，得到具有两个频变耦合(谐振器1和2、谐振器3和4之间存在频变耦合)的直线型拓扑结构，频变耦合用带箭头的实线表示。对图1.6(e)中谐振器的频率部分进行归一化，得到如下频变耦合矩阵： (1.4)从上述方法来看，中心频率处的阻抗变换器Jij和耦合系数Mij应满足(1.3)，可由此推导出传输零点的位置。根据(1.2)，Jij在特定频率下消失：0.13ⅹ(-0.9839)+0.7568(ftz/2.15-2.15/ftz)=0解这个方程得到ftz=2.3393GHz和一个需要舍弃的负根。用同样的方法可以计算出第二个传输零点位于2.3698GHz。利用前面结构分析与理论综合的结果设计四阶直线型拓扑QMSIW滤波器，确定滤波器的初始尺寸与拓扑结构，整体结构如图1.7(a)，对应拓扑如图1.7(b)。两个频变结构分别位于谐振器1和2、谐振器3和4之间，分别于上阻带产生两个额外传输零点。介质基板采用Rogers6010，相对介电常数为10.2，损耗正切角为0.0023，厚度为0.635mm。QMSIW金属通孔直径为0.8mm，间距为1.2mm。图1.7直线型拓扑QMSIW滤波器1.2.3仿真与测试结果考虑到所设计结构中金属化孔加工成埋孔的价格昂贵，且单个金属孔深度尺寸太小、板材较薄，容易造成较大误差，最终加工结果中均采用金属通孔。对以上分析得到的初始尺寸进行优化，得到QMSIW滤波器最终尺寸：馈线宽度W0=0.62mm；共面波导馈线宽度Wp=0.1mm，长度Lp=4mm，第一、四谐振腔长度L1=17.6mm；第二、三谐振腔长度L3=16.6mm；谐振腔宽度L2=13.13mm；两个频变结构部分尺寸g1=g1′=0.2mm，g2=g2′=0.3mm，fy=25mm，fx=0.6mm，fy′=25.58mm，fx′=0.4mm；感性窗口g3=6.3mm，g3′=5.7mm；两对金属化孔直径分别0.3mm和0.2mm。对所设计滤波器进行了加工，实物如图1.8所示。图1.8直线型拓扑QMSIW滤波器加工实物图1.9QMSIW滤波器S参数对比对滤波器加工实物进行测试，如图1.9所示，测试结果与耦合矩阵、仿真结果吻合良好。实测滤波器中心频率位于2.11GHz，相对带宽11.8%，回波损耗19.3dB，插入损耗1.05dB。实测结果满足设计要求，但存在向低频偏移45MHz的情况，通过仿真分析，仿真中选取的介质基板介电常数低于实际介质基板介电常数0.2。仿真结果所设计滤波器得到的传输零点分别位于2.33GHz和2.36GHz，与理论综合结果一致，验证了提出的结构正确性与实用性。从实际测量的曲线中可以观察到只有一个位于2.29GHz的传输零点，这与综合得到的耦合矩阵结果有很大的不同。基于所提出的频变耦合结构，同样在仿真分析出现类似情况。这种差异可能是由于通孔直径在实际加工中扩大或刻蚀微带线时的长度略大于实际设计的尺寸，导致产生过耦合，所以信号通路的相位差不是180度，另一个传输零点消失了。其他尺寸不变，仅将谐振腔1和2间结构的金属通孔改为埋孔，深度为0.56mm，直径为0.4mm。由图1.10可见，相关传输零点移动到下阻带，位于1.9GHz，第二个传输零点位置不变，验证了传输零点位置独立可控性。图1.10改为金属埋孔的散射参数曲线1.3直线型频变耦合EMSIW滤波器1.3.1频变耦合EMSIW滤波器基本结构图1.11级联EMSIW谐振腔电场特性基于前一节理论与结构分析，利用3.1节SIW模式切割基本理论，对上述QMSIW腔体进一步切割，实现八分之一模(EighthMode，EM)SIW结构。利用EMSIW腔体级联的形式，如图1.11所示，很好地实现了两个EMSIW腔间的模式切分与耦合。图1.12直线拓扑EMSIW滤波器(a)示意图(b)拓扑结构基于上述方法，设计了一款具有紧凑尺寸的直线型拓扑滤波器。值得注意的是，标准的EMSIW腔体的两个直角边的长宽在实际应用中可以不等，这里分别为L1和W1。四阶直线拓扑EMSIW滤波器结构如图1.12(a)所示。谐振腔1和2，谐振腔3和4之间存在频变耦合，且腔体之间为公共金属通孔壁，耦合窗口大小为g3。谐振腔2和3之间存在缝隙耦合，主要是两个EMSIW腔体边缘场产生容性耦合，宽度为S。频变耦合结构中小金属孔均采用通孔形式，直径均为0.2mm。图1.12(b)为设计滤波器对应直线拓扑结构，谐振器2和3之间容性耦合用负号“-”表示。1.3.2EMSIW滤波器的设计与分析图1.13级联EMSIW腔缝隙耦合处电场分布由图1.11可见，EMSIW腔体切割后，电场最强处位于与金属通孔对应的顶角处。切割边缘处场强仍较强，存在一定的辐射，因此通过两个谐振腔斜边直接级联，谐振腔2和3之间会存在较强的由边缘场产生的容性耦合(缝隙耦合)，如图1.13所示。图1.14滤波器频率响应随缝隙耦合宽度S变化根据1.2.1节频变耦合结构分析，频变耦合结构处金属孔采用通孔形式，会在上阻带形成两个额外的传输零点，由于存在较强的容性耦合，则亦会产生对应的传输零点。通过仿真验证，如图1.14所示，上阻带存在两个传输零点，缝隙耦合于下阻带产生一个传输零点，随着缝隙宽度S的增加，传输零点的位置朝高频偏移，中心频率不变，带宽缩小，对频变耦合产生的传输零点位置没有任何影响。经过仿真优化，四阶直线型拓扑EMSIW滤波器的具体尺寸如下：单个谐振腔长L1=18mm，宽W1=13.5mm；馈线宽W0=0.6mm；感性窗口g3=6.7mm，g3′=5.7mm；频变结构处尺寸fy=25.59mm，fx=0.37mm，g1=0.21mm，g2=0.33mm；缝隙宽度S=0.2mm。仿