CN115313880B 一种三端口双向直流变换器宽电压范围软开关实现方法 （河北工业大学）

一种三端口双向直流变换器宽电压范围软本发明为一种三端口双向直流变换器宽电直流变换器的PFC端口通过前级功率因数校正电母线电压，通过对副边交错boost电路下桥臂上中点电压与副边全桥电路桥臂中点电压之间的相角差以及原边全桥电路桥臂中点电压与副边交错boost电路桥臂中点电压之间的相角差进行2直流变换器的PFC端口通过前级功率因数校正电路与交流电网连接，高压端口和低压端口式下的宽电压范围软开关；D表示副边交错boost电路下桥臂上两个功率开关导通的占空表示原边全桥电路桥臂中点电压与副边交错boost电路桥臂中点电压之间在充电模式下，动力电池经车载充电机与交N1/N2xV2在放电模式下，动力电池作为电源，向车载充电机或低压电池传2.根据权利要求1所述的三端口双向直流变换器宽电压范围软开关实现方法，其特征导通的占空比均为50副边交错boost3.根据权利要求1所述的三端口双向直流变换器宽电压范围软开关实现方法，其特征34[0003]电动汽车通常采用与变压器耦合的三端口双向直流变换器实现车载充电机和低[0004]现有技术通过在移相调制的基础上引入了脉宽调制，通过建立变换器的损耗模MultiportZVSBidirectionalDC–DCConverterWithWideInputRange》提出了一种端口双向直流变换器包括原边全桥电路、副边全桥电路、副边交错boost电路和高频变压5边全桥电路的两组功率开关之间，第三绕组串联在副边交错boost电路的两组功率开关之电源系统时，三端口双向直流变换器的PFC端口通过前级功率因数校正电路与交流电网连φ13表示原边全桥电路桥臂中点电压与副边交错boost电路桥臂中点电压之间的相角差；N12分别为变频变压器第一绕组和第二绕组的匝数，V2表示变换器的高全桥电路和副边交错boost电路中各个功率调制发生器生成触发脉冲，控制原边全桥电路和副边交错boost电路中各个功率开关的通C2钳位电容Ccl并联在副边交错boost电路端口侧；高频变压器的第一绕组串联在原边全桥电开关之间，电感L2和变频变压器的第三绕组串联在副边交错boost电路的两组功率开关之6[0024]图4(a)为动力电池电压为350V时，电动汽车充电运行状态下变换器的仿真波形[0028]图4(e)为动力电池电压为400V时，电动汽车充电运行状态下变换器的仿真波形[0030]本发明提供一种三端口双向直流变换器宽电压范围软开关实现方法(简称方法，7的PFC端口通过前级功率因数校正电路与交流电网连接，三端口双向直流变换器的高压端[0031]图1为本发明使用的控制系统拓扑图，控制系统包括三端口双向直流变换器和实关对应桥臂的中间位置连接，电感L4的一端与第五组功率开关对应桥臂的中间位置连接，第二电压采集器和钳位电容电压采集器；原边电压采集器用于采集原边全桥电路母线电的功率开关S31～S34进行触发控制，使原边全桥电路桥臂中点电压vh1与副边全桥电路桥臂中点电压vh2之间存在相角差φ12，原边全桥电路桥臂中点电压vh1与副边交错boost电路桥率开关S21～S24导通的占空比为50第五组功率开关和第六组功率开关上桥臂的两个功所示，相角差φ12增大，原边全桥电路桥臂中点电压8[0034]下面按照电动汽车充电和放电两种工作模式分别阐述实现宽电压范围软开关的AC以及PFC端口电压参考值与实际值之差输入电容电压的参考值与实际值之差输入占空比PI控制器，占空比PI控制器输出占空比D；最G=s表示频域算子。9的实际值与参考值之差输入到第一移相角PI控制器中，第一移相角PI控制器输出相角差[0047]图4(a)为交流电网对电动汽车进行充电运行状态下变换原边全桥电路的输入功率P1为3315.4W，副边全桥电路的输出功率P2为3300W，副边交错感L3路的传输功率P3为0，动力电池的通过副边全桥电路端口侧向原边全桥电路端口侧经过功[0050]图4(d)为车载充电与低压转换复合模式(充电模式)下变换器的仿真波形图，此boost电路的输出功率P3为300W，电能通过原边全桥电路端口侧同时向副边全桥电路端口h2为副边全桥电路变压器侧的方波电压，vh3为副边交错boost电路变压器侧的方