【《APF工作原理与谐波电流检测方法分析》4000字】

-PAGE128--PAGE127-APF工作原理与谐波电流检测方法分析目录TOC\o"1-3"\h\u3064APF工作原理与谐波电流检测方法分析 1105341.1并联型APF原理 1237041.2并联APF的数学模型 2191361.3并联型APF双闭环控制 8108811.3.1电流环控制 93891.3.2电压环控制 11314451.4谐波电流的检测 14123501.4.1基于瞬时无功功率理论的p−q电流检测法 1557961.4.2基于瞬时无功功率理论的iP-iq电流检测法 18正确而快速地进行谐波检测，是有源电力滤波器能否正常工作的关键前提，同时这个技术也是有源电力滤波器研究发展的一个重要内容。下面将会对有源电力滤波器的原理进行讲述以及相关的控制方法进行比较，最后再对谐波的检测做详细分析。1.1并联型APF原理如图2-1表明了一个并联型APF系统的运作过程,APF和可以产生交流谐波的设备进行并联,is为交流电源电流，iF∗为补偿指令电流，iF为补偿输出电流，es为交流电源电压并联型APF的原理是[26]：先是采集负载侧的电流信号，然后经过一定的运算后将需要的指令电流提取出来，然后通过控制逆变器从而产生与谐波指令信号波形一致的电流，而通过这种方式产生的电流正好与实际的负载电流波形完全互补。其系统主要由指令电流控制环节、PWM逆变器、驱动电路和指令电流运算环节四个部分组成。指令电流运算环节的作用是把传感器采集到的负荷电流中谐波电流分量提取出来[27]，并且同时把直流侧电容电压考虑进去，从而生成补偿指令电流iF∗。然后指令电流控制环节就开始运作，它会使输出补偿电流能够准确灵活地跟踪上补偿指令电流，同时会生出控制信号以用来控制PWM逆变器。之后驱动电路负责对PWM逆变器的控制信号放图2-1并联型APF基本原理图1.2并联APF的数学模型图2-2为两电平三相三线并联有源滤波器的系统结构，为完成双向能量变换，而采用三相六半导体开关的电压型PWM逆变器，使得直流侧电容电压保持稳定同时补偿电网电流的谐波成分[28]。图2-2中ua、ub、uc为APF的PWM逆变器abc三相输出电压，isa、isb、isciFa为网侧电网电流，、iFb、图2-2三相三线制并联型有源滤波器电路结构由图2-2的电路结构可知，如果不考虑其线路阻抗的影响，并将开关管和电容电感理想化，也就是假使没有损耗。开关管Sa和Sa∗组成a相桥臂，开关管Sb和Si令UNO（2-2）将三相三线制电网看做是对称的，那么就可以得出三相电网电压之和为零、三相电网电流之和也为零，可得：（2-3）（2-4）将式(2-3)以及(2-4)式代入式(2-2)，得到： UNO=-13(Sa+Sb+再将式(2-5)代入式(2-2)，有：（2-6）在三相电网电压已知的情况下，控制开关管的导通与否（对Sa、Sb在图2-2中，开关函数和PWM输出abc（2-7）将式（2-7）代入（2-5），得（2-8）式(2-8)是在系统对称时，三相三线制APF在abc坐标系下的数学模型。它具有易于理解的物理意义的特点，但是也就是这样让所有的变量都不是直流量，所以系统的设计会变得更加复杂，难度会增长许多。因此，为了将设计简单化，需要将变量转为直流量。即采用坐标系变换，保持坐标系的电网基波频率和旋转角频率相同，在将式(2-8)的数学模型变换到d−q坐标系下。通过这种变换处理，会让在静止坐标系下的交流信号量，变换成与基波频率同步的d−q坐标系下的直流信号量，然而其他成分也在同步坐标系下发生一定的相位偏移。三相静止坐标系中的三个交流量信号，可以变换到同步坐标系下d轴分量和q轴分量，从而让运算减少使设计变得更简单。之后将介绍了把APF系统从坐标系中的数学模型转化为同步旋转的坐标系详细。首先将三相静止坐标系的值变换到两相αβ静止坐标系中,变换的公式为：（2-9）式(2−9)中T（2-10）然后再将两相αβ静止坐标系的等效值变换到两相同步旋转dq坐标系下，d轴代表有功分量，q轴代表无功分量。变换的公式如下：（2-11）式(2−11)中（2-12）最后式(2−8)经过克拉克变换和帕克变换后，得到三相三线制并联型有源滤波器在dq-旋转坐标系下的状态方程组可以用下列方法表示:（2-13）式(2-13)中：iFd、iFq分别d轴分量和q轴分量；L、R分别为APF输出侧电感及其等效电阻；ud、uq分别为APF输出电压(ua、ub、uc)在基波旋转坐标系下的d轴分量和q轴分量；esd、将式(2−13)进行拉普拉斯变换,得到APF在dq旋转坐标系下的S域简化模型图，如图2-3所示。图2-3三相三线制并联APF在同步dq旋转坐标系下的简化模型图图2-3所示的简化模型中，输入为APF输出电压与电网电压的差值电压，输出为补偿电流，忽略iFd、i（2-14）1.3并联型APF双闭环控制本论文中关于有源电力滤波器的控制结构设计主要是基于一个电压外环与一个电流内环相互作用的双闭环控制。由于实际的桥式逆变器上都是存在着大量的功率损耗所以就需要通过设置一个电压外环以便控制交流侧的电压是否稳定,并且虽然它的反应速度比较缓慢，但是它可以对给电流的跟随创造很好的条件。由于有源电力滤波器需要快速准确地进行跟踪补偿，所以单靠电压外环控制就显得捉襟见肘了，为了让整个控制方案的实时性和精确性得到保证所以就引入了电流内环控制。并且为了实现反馈量对给定量的无静差跟踪两者都采用了PI控制器。下图2-4为双闭环控制原理框图。图2-4双闭环控制原理框图1.3.1电流环控制并联型APF的主要功能是根据含有复杂变量的非线性设备产生的谐波电流，从而响应相适应的补偿电流，以达到减少电网污染的目的。其中最关键的技术是可以快速准确地跟踪指令电流。目前生产生活中基于本环节控制的有以下种类：1、会产生PWM信号的常见控制方法有：滞环比较控制和三角载波控制[30]。三角载波控制比滞环比较控制的精度高，所以在需要产生PWM信号[31]的地方常常都采用三角载波比较法。这种方式开关频率固定，产生的高频毛刺的频率固定，更容易通过LCL滤波电路进行滤除。三角载波比较产生PWM的原理如图2-5。图2-5三角载波比较法产生PWM如图2−5示，i其传递函数如式（2-15）所示：GPWM式中，变换器的增益用K2、PI控制，它是在生产设备中出现最多的一种控制方法。当参考信号为直流信号时PI控制器才能有效的运作。它可以凭借自己含有的积分环节，当系统出现偏差时就会增大比例，从而加快调节的速度理论和结构比较简单。但是一旦对交流变量进行捕捉时，它会产生较大的跟踪误差，严重时使系统稳定性大大的降低。以下对PI控制器具体控制情况进行介绍：由PI控制器传递函数（2-16）和LCL滤波器的传递函数（2-17）可知PI的控制框图如下：GPIGP图2-6电流环PI控制框图可知闭环传递函数为为Gc1.3.2电压环控制如图2-7所示，Udc∗是直流侧电压的设定值，Udc是采样得到的实际电容总电压图2-7总电容电压稳压控制框图将上面的描述的用控制图表示则如图2-7所示：图2-8总电容电压稳压控制图图2-8中，Gf(s)为直流侧电压滤波器，GPI(s)为PI控制器，根据功率平衡得到：3u在稳态情况下，APF的发出的电流与流过电容的电流的关系如(2-20)所示：Gidc式（2-20）中，电网相电压有效值用Us，表示，直流侧电容电压用Udc经过电压霍尔传感器采样到的电容电流需要经过低通滤波器滤波，在图2-8中等效为一阶惯性环节，一般来说，电流环也可等效为一个小惯性环节，数学表达式分别为：GfGi经过PI调节后的可以写为式（2-23）：GPI结合以上各式和图2-8，可得到电压环的开环传递函数为：Udcc在不考虑电流环的影响下，式(2-24)可以表示为：Udcc可以把它看做一个典型的Ⅱ型系统，其设计方法可以参照三阶最佳系统整定法：KP由于引入实际采样的直流侧电容总电压作为负反馈，所以该电压环的稳定性和精度都很高，当实原电压值和设定值出现偏差时，能迅速将该差值反应到发出的电流波形上，进而稳定电容电压。由于采用PI控制器进行调节，积分的跟踪需要一定的时间，对于变化的系统，电容电压必然会发生波动[32]。当电容比较大时，波动比较小，反之则波动比较大，考虑到成本和实际波动的范围，应该合理的选择电容取值。1.4谐波电流的检测有源电力滤波器的主要功能是实时的抑制谐波电流以及补偿无功电流。当用电设备有谐波源存在时，就需要对谐波电流和无功电流进行快速检测，以便进一步实现动态补偿。时至今日，谐波和无功电流的检测方法已有许多种，其中主要包括：1、滤波器检测法主要包括模拟和数字滤波两种检测方法。模拟滤波法由于采用模拟电路，所以其实现粗暴简单，但缺点很多。而数字滤波需要转换模拟信号为数字信号即运算量大，实现比较困难，但是凭借其抗干扰能力强等优点逐步取代了前者。2、基于傅里叶变换的频域分析法因为基于微电子元器件的许多设备随着科学技术的发展，所以很多研究者习惯于使用基于傅里叶分析的FFT算法。将采集到的一个信号周期内的电流值进行FFT分解就是它的原理，通过大量的数学方面的计算去获得电流信号中所包含的基波和各次谐波的相位和幅值，然后再进行相关运算便能得出谐波电流的幅值和相位[33]。因为它的整个过程都在运算所以在某些时候会容易出现较大的误差。3.瞬时无功功率法这个办法是最受研究者青睐的，它被大量应用于APF中。其原理是以坐标变换为基础，并且对信号进行随时跟踪检测。现在主要有p−q法和ip下面主要介绍三相电路瞬时无功功率理论。1.4.1基于瞬时无功功率理论的p−q电流检测法在αβ轴系下进行检测，首先通过Clark变换将三相电压和电流信号转变为在相互正交的αβ轴系下的分量，无功和有功功率由瞬时无功功率理论分别得出，而有功功率p和无功功率q的基波分量由低通滤波器得到，最后三相瞬时谐波和无功电流经过逆变换得到。这就是它的基本流程。它的具体运行方式如下：首先设三相电网电压对称且无畸变，分别为ua、ub、uc，三相负载对称，三相电流分别为ia、ib、ic，电网电压和负载电流经过Clark变换得到在静止正交的αβ轴系下的两相电网电压和负载电流瞬时值ua、u图2-9p−q检测法经过Clark变换的电压、电流信号如式(2-27)所示：（2-27）式中。由图2-9u=uα+uβ，电流矢量i=（2-28）式中id为有功电流分量，为i由瞬时功率理论定义三相电路系统中瞬时有功功率和瞬时无功功率分别为p和q，则有：（2-29）式中。基于瞬时无功功率理论的p−q电流信号检测法的结构图如图2-10所示，图2-10p-q电流检测法原理框图其中，p和q分别为基于该理论求出的瞬时有功功率和瞬时无功功率，经过低通滤波器(LPF)，输出p和q为有功和无功功率的基波分量，再经过逆变换就可获得所需的电流指令信号。在求出基波有功功率p和基波无功功率q时，如果只取p作为输入量进行逆变换，得到的电流为谐波和无功电流分量的矢量和；如果同时将p和q1.4.2基于瞬时无功功率理论的